tc selçuk ünġversġtesġ fen bġlġmlerġ enstġtüsü dsp tabanlı paralel

advertisement
T.C.
SELÇUK ÜNĠVERSĠTESĠ
FEN BĠLĠMLERĠ ENSTĠTÜSÜ
DSP TABANLI PARALEL AKTĠF GÜÇ
FĠLTRESĠ ĠLE HARMONĠK VE REAKTĠF
GÜÇ KOMPANZASYONU
Hasan Hüseyin MUTLU
YÜKSEK LĠSANS TEZĠ
Elektrik-Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı
Mart-2011
KONYA
Her Hakkı Saklıdır
TEZ KABUL VE ONAYI
Hasan Hüseyin MUTLU tarafından hazırlanan “DSP Tabanlı Paralel Aktif Güç
Filtresi Ġle Harmonik ve Reaktif Güç Kompanzasyonu” adlı tez çalıĢması 04/03/2011
tarihinde aĢağıdaki jüri tarafından oy birliği ile Selçuk Üniversitesi Fen Bilimleri
Enstitüsü Elektrik-Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı‟nda YÜKSEK LĠSANS
TEZĠ olarak kabul edilmiĢtir.
Jüri Üyeleri
Ġmza
BaĢkan
Doç Dr. Mehmet CUNKAġ
DanıĢman
Yrd. Doç Dr. Osman BĠLGĠN
Üye
Yrd. Doç Dr. Ömer AYDOĞDU
Yukarıdaki sonucu onaylarım.
Prof. Dr. Bayram SADE
FBE Müdürü
Bu tez çalıĢması BAP tarafından 10201031 nolu proje ile desteklenmiĢtir.
TEZ BĠLDĠRĠMĠ
Bu tezdeki bütün bilgilerin etik davranıĢ ve akademik kurallar çerçevesinde elde
edildiğini ve tez yazım kurallarına uygun olarak hazırlanan bu çalıĢmada bana ait
olmayan her türlü ifade ve bilginin kaynağına eksiksiz atıf yapıldığını bildiririm.
DECLARATION PAGE
I hereby declare that all information in this document has been obtained and
presented in accordance with academic rules and ethical conduct. I also declare that, as
required by these rules and conduct, I have fully cited and referenced all material and
results that are not original to this work.
Hasan Hüseyin MUTLU
Tarih: 25.03.2011
ÖZET
YÜKSEK LĠSANS TEZĠ
DSP TABANLI PARALEL AKTĠF GÜÇ FĠLTRESĠ ĠLE HARMONĠK VE
REAKTĠF GÜÇ KOMPANZASYONU
Hasan Hüseyin MUTLU
Selçuk Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü
Elektrik-Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı
DanıĢman: Yrd. Doç. Dr. Osman BĠLGĠN
2011, 99 Sayfa
Jüri
Yrd. Doç. Dr. Osman BĠLGĠN
Doç Dr. Mehmet CUNKAġ
Yrd. Doç. Dr. Ömer AYDOĞDU
Doğrusal olmayan yükler Ģebekeden hem reaktif güç hem de harmonik akım
çekerler. Harmonikler üç fazlı sistemlerde nötr hattında aĢırı akıma ve dengesizliğe
sebep olurlar. Reaktif güç, harmonik, dengesizlik, aĢırı nötr akımı ve gereksiz kapasite
kullanımı sonucunda sistemin güç katsayısı ve verimi düĢer. Doğrusal olmayan yüklerin
ortaya çıkardığı güç kalitesi problemlerinin çözümünde geleneksel olarak pasif filtreler
ve kondansatörler kullanılır. Harmoniklerin filtrelenmesinde LC filtreler, reaktif gücün
karĢılanmasında da kondansatörler kullanılır. Doğrusal olmayan yüklerin artması, güç
kalitesi problemlerinin çözümünde geleneksel yöntemlerin yetersiz kalmasına neden
olmuĢtur.
Güç kalitesi problemlerinin çözümü için aktif güç filtreleri geliĢtirilmiĢtir.
Paralel aktif güç filtresi (PAGF) harmonik akım ve reaktif güç kompanzasyonu için
kullanılır. PAGF Ģebekeden çekilen harmonik akımlara eĢit ve zıt fazda akım ve çekilen
reaktif güce zıt fazda reaktif gücü sisteme vererek kompanzasyon yapar.
Bu çalıĢmada DSP tabanlı, gerilim beslemeli PAGF gerçekleĢtirilmiĢ ve akım
kontrolü için yüke adaptif histerezis band yöntemi sunulmuĢtur. PAGF Matlab/Simulink
programında modellenmiĢtir. Yapılan simülasyonlar ile PAGF‟nin performansı
incelenmiĢtir.
Anahtar Kelimeler: Aktif güç filtresi, harmonikler, reaktif güç, güç kalitesi.
iv
ABSTRACT
MS THESIS
HARMONIC AND REACTIVE POWER COMPENSATION BY USING DSP
BASED PARALLEL ACTIVE POWER FILTER
Hasan Hüseyin MUTLU
THE GRADUATE SCHOOL OF NATURAL AND APPLIED SCIENCE OF
SELÇUK UNIVERSITY
THE DEGREE OF MASTER OF SCIENCE
IN ELECTRICAL-ELECTRONICS ENGINEERING
Advisor: Asst. Prof. Dr. Osman BĠLGĠN
2011, 99 Pages
Jury
Asst. Prof. Dr. Osman BĠLGĠN
Assc. Prof. Dr. Mehmet CUNKAġ
Asst. Prof. Dr. Ömer AYDOĞDU
The nonlinear loads draw harmonic current and reactive power from mains.
Harmonics could also draw excessive neutral current and cause unbalance in three
phase systems. The reactive power, harmonics, unbalance, excessive neutral current and
unnecessary capacity usage cause poor power factor and low system efficiency.
Conventionally passive filters and capacitors are employed to solve the power quality
problems which nonlinear loads cause to. LC filters are used to compensate the
harmonics; capacitors are employed to compensate reactive power. Conventional
methods used to solve power quality problems become unsatisfactory increasing the
usage of nonlinear loads.
To overcome these power quality problems, active power filters have been
developed. Parallel active power filter (PAPF) is used to eliminate current harmonics
and reactive power compensation. PAPF compensates system for injecting
compensating currents which is opposite and equal to harmonic currents, and reactive
power which is opposite and equal to drawn reactive power to system.
In this study, DSP based, voltage feed PAPF is implemented and adaptive
hysteresis band depend on load is proposed for current controlling. PAPF is modeled by
using Matlab/Simulink software. PAPF performance is analyzed with performed
simulations.
Keywords: Active power filter, harmonics, reactive power, power quality.
v
ÖNSÖZ
Doğrusal olmayan yüklerin kullanımının yaygınlaĢması ve gelecekte de bu
kullanımın katlanarak artması elektrik iletim ve dağıtım sistemine ve bu sistemde bağlı
diğer yüklere ciddi hasarlar verebilmektedir. Doğrusal olmayan yüklerin ürettiği
harmonikler karĢısında pasif filtrelerin yetersizliğinden dolayı yeni çözümlerin
bulunması kaçınılmaz hale gelmektedir.
Bu çalıĢmada DSP tabanlı paralel aktif güç filtresinin akım kontrolü için yüke
adaptif histerezis bant akım kontrol tekniği sunulmaktadır. Önerilen kontrol tekniği
kullanılan paralel aktif güç filtresinin Matlab/Simulink programında modeli
oluĢturularak, farklı devre parametreleriyle yapılan simülasyon sonuçları ile klasik
histerezis band akım kontrol yöntemi karĢılaĢtırılmaktadır. Önerilen yöntemin pratik
performansının görülebilmesi için paralel aktif güç filtresi prototipi gerçekleĢtirilmiĢtir.
Tez çalıĢmalarım süresince öneri ve yardımları ile beni destekleyen danıĢmanım
Yrd. Doç. Dr. Osman BĠLGĠN‟e, her türlü desteklerini benden esirgemeyen anne ve
babama ve her zaman yanımda olan eĢime teĢekkür ederim.
Hasan Hüseyin MUTLU
KONYA-2011
vi
ĠÇĠNDEKĠLER
ÖZET .............................................................................................................................. iv
ABSTRACT ..................................................................................................................... v
ÖNSÖZ ........................................................................................................................... vi
ĠÇĠNDEKĠLER ............................................................................................................. vii
SĠMGELER VE KISALTMALAR ............................................................................... x
1. GĠRĠġ ........................................................................................................................... 1
2. KAYNAK ARAġTIRMASI ....................................................................................... 3
3. HARMONĠK KAYNAKLARI VE GÜÇ SĠSTEMĠNE ETKĠLERĠ ...................... 5
3.1. Doğrusal Olmayan Yükler ..................................................................................... 9
3.2. Harmoniklerin Güç Sistemine Etkileri ................................................................ 15
3.2.1. Sistem gerilimine etkisi ................................................................................ 15
3.2.2. Ġletkenlere etkisi ............................................................................................ 18
3.2.3. Üç faz nötr iletkenlerine etkisi ...................................................................... 18
3.2.4. Trafolara etkisi .............................................................................................. 19
3.2.5. Motor ve jeneratörlere etkisi ......................................................................... 20
3.2.6. Kondansatörlere etkisi .................................................................................. 20
3.2.7. Elektronik cihazlara etkisi ............................................................................ 20
3.2.8. Sistem güç faktörüne etkisi ........................................................................... 21
4. AKTĠF GÜÇ FĠLTRELERĠNĠN SINIFLANDIRILMASI ................................... 23
4.1. Sistem Konfigürasyonuna Göre Sınıflandırma .................................................... 25
4.1.1. Paralel aktif güç filtreleri .............................................................................. 25
4.1.2. Seri aktif güç filtreleri ................................................................................... 26
4.1.3. Hibrit aktif/pasif güç filtreleri ....................................................................... 26
4.1.4. BirleĢtirilmiĢ güç kalitesi düzenleyicileri ..................................................... 28
4.2. Güç Devresine Göre Sınıflandırma...................................................................... 29
4.3. Kontrol Tekniğine Göre Sınıflandırma ................................................................ 30
4.3.1. Zaman domeni kontrol teknikleri ................................................................. 31
4.3.2. Frekans domeni kontrol teknikleri ................................................................ 32
vii
5. REFERANS AKIM BULMA YÖNTEMLERĠ ...................................................... 33
5.1. Anlık Reaktif Güç Teorisi.................................................................................... 33
5.2. Senkron Denetim Kontrolü .................................................................................. 43
5.3. Senkron Referans Yapı Tabanlı Kontrol ............................................................. 43
6. AKIM KONTROL YÖNTEMLERĠ VE ÖNERĠLEN ADAPTĠF HĠSTEREZĠS
BAND (AHB) AKIM KONTROL YÖNTEMĠ .......................................................... 44
6.1. Histerezis Bant Akım Kontrolü ........................................................................... 44
6.2. Doğrusal Akım Kontrolü ..................................................................................... 47
6.3. Sayısal Ölü-Bant Kontrolü................................................................................... 47
6.4. Önerilen AHB Akım Kontrolü ............................................................................ 48
7. AHB AKIM KONTROLLÜ PAGF’NĠN MATLAB’DA SĠMÜLASYONU ....... 50
7.1. 3 Fazlı Sistemden 2 Fazlı Sisteme DönüĢüm....................................................... 50
7.2. Anlık Güçlerin Hesaplanması .............................................................................. 51
7.3. DA Kondansatör Gerilimi Kontrolü .................................................................... 51
7.4. Harmonik ve Reaktif Kompanzasyon Ġçin Gerekli Güç BileĢenleri.................... 51
7.5. 3 Fazlı Sistemde Kompanzasyon Akımlarının Hesaplanması ............................. 52
7.6. Evirici Anahtarlama Sinyallerinin Üretilmesi ..................................................... 52
7.7. PAGF Güç Devresi .............................................................................................. 54
7.8. Doğrusal Olmayan Yük ....................................................................................... 55
7.9. PAGF‟nin Simülasyonu ....................................................................................... 55
7.9.1. Klasik histerezis band akım kontrollü PAGF simülasyonu .......................... 56
7.9.2. Adaptif histerezis band (AHB) akım kontrollü PAGF simülasyonu ............ 63
8. PAGF PROTOTĠPĠNĠN GERÇEKLEġTĠRĠLMESĠ VE DENEYSEL
ÇALIġMALAR ............................................................................................................. 71
8.1. Akım Ölçüm Katı................................................................................................. 73
8.2. Gerilim Ölçüm Katı ............................................................................................. 77
8.3. DA Gerilim Ölçüm Katı ...................................................................................... 80
8.4. DSP Katı .............................................................................................................. 81
8.5. Güç Katı ............................................................................................................... 84
8.6. Yük Katı ............................................................................................................... 86
8.7. Koruma Katı ........................................................................................................ 87
9. PAGF PROTOTĠPĠ KATLARINDAN ALINAN DENEYSEL SONUÇLAR .... 89
viii
10. SONUÇLAR VE SONUÇLARIN TARTIġILMASI ........................................... 94
KAYNAKLAR .............................................................................................................. 96
ÖZGEÇMĠġ .................................................................................................................. 99
ix
SĠMGELER VE KISALTMALAR
Simgeler
a-b-c : a,b,c koordinat sistemi
αβ
: α-β koordinat sistemi
Cda
: DA tarafı kondansatörü
fa
: Anahtarlama frekansı
H
: Harmonik güç
ica
: a fazı kompanzasyon akımı
icb
: b fazı kompanzasyon akımı
icc
: c fazı kompanzasyon akımı
if
: Paralel aktif güç filtresi akımı
ifa
: Paralel aktif güç filtresi a fazı akımı
ifα
: Paralel aktif güç filtresi akımlarının α bileĢeni
ifβ
: Paralel aktif güç filtresi akımlarının β bileĢeni
is
: Üç fazlı kaynak akımları
ish
: Harmonik akım
in
: Nötr akımı
iα
: Yük akımlarının α bileĢeni
iβ
: Yük akımlarının β bileĢeni
icα
: Kompanzasyon akımı α bileĢeni
icβ
: Kompanzasyon akımı β bileĢeni
I
: Akımın etkin değeri
I1
: Akımın temel bileĢeni
Ls
: Kaynak endüktansı
Ld
: DA tarafı bobini
Lh
: AA tarafı bobini
Lf
: Aktif filtre bobini
P3ϕ
: Üç faz aktif güç
pα
: α ekseni anlık gücü
pβ
: β ekseni anlık gücü
: anlık gerçek gücün DA bileĢeni
: anlık gerçek gücün AA bileĢeni
x
: anlık gerçek gücün DA bileĢeni
: anlık gerçek gücün AA bileĢeni
: p‟nin rms değeri
: q‟nun rms değeri
P
: Bir faz aktif güç
Q3ϕ
: Üç faz reaktif güç
Q
: Bir faz reaktif güç
Rda
: DA tarafı direnci
S
: Görünür güç
S1..S6 : Evirici anahtarları
t
: Zaman
t1
: Anahtarın kapalı kalma süresi
t2
: Anahtarın açık kalma süresi
TA
: Anahtarlama periyodu
V
: Gerilimin etkin değeri
Vda
: Paralel aktif güç filtresinin DA tarafı gerilim
Vs
: Kaynak gerilimi
vα
: Kaynak gerilimlerinin α bileĢeni
vβ
: Kaynak gerilimlerinin β bileĢeni
Vh
: Harmonik gerilim
Zs
: Kaynak empedansı
ω
: Açısal hız (rad/s)
ifa
: a fazındaki hata
xi
Kısaltmalar
AA
: Alternatif Akım
AHB : Adaptif Histerezis Band
ARGT : Anlık Reaktif Güç Teorisi
BGKD : BirleĢik Güç Kalitesi Düzenleyicileri
DA
: Doğru Akım
DGA : Darbe GeniĢlik Ayarı
HB
: Histerisiz Band
HBa
: a Fazı Histerisiz Band GeniĢliği
IGBT : Ġzole Kapılı Bipolar Transistör (Integrated Gate Bipolar Transistor)
IVA
: Imajiner Volt Amper
PI
: Oransal-Ġntegral Kontrol
PAGF : Paralel Aktif Güç Filtresi
PLL
: Faz Kilitlemeli Döngü (Phase Locked Loop)
PWM : Darbe GeniĢlik Modülasyonu (Pulse Width Modulation)
SAGF : Seri Aktif Güç Filtresi
SVM : Uzay Vektör Modülasyonu (Space Vector Modulation)
THD : Toplam Harmonik Bozulum
xii
1
1. GĠRĠġ
Son yıllarda güç elektroniği elemanlarındaki anahtarlama ve kapasitelerin hızla
geliĢmesi sonucunda, bu devre elemanlarının elektrikli cihazlarda ve endüstri alanında
kullanımı oldukça yaygınlaĢmıĢtır. Güç elektroniği elemanlarının çalıĢma prensiplerine
göre Ģebekeden çektikleri akımlar saf sinüzoidal değildir. Uygulanan gerilimle çekilen
akım arasında doğrusal bir iliĢki olmayan devre elemanları doğrusal olmayan elemanlar
olarak tanımlanır ve bu tip elemanları içeren yükler ise doğrusal olmayan yüklerdir. Bu
yükler elektrik Ģebekesinden sinüzoidal olmayan akımlar çekerler. Sinüzoidal olmayan
akımlar elektrik sistemlerinde istenmeyen etkilere sebep olurlar. Bu etkileri yok etmek
ya da azaltmak için pasif filtreler ya da aktif filtreler kullanılabilir. Pasif filtreler
günümüzde performans ve bazen boyut açısından çok verimli değildir. Aktif güç
filtreleri harmonikleri bastırmanın yanında reaktif güç kompanzasyonu, gerilim
regülasyonu gibi iĢleri de aynı zamanda yapabilmekte ve yük değiĢimine karĢı
adaptasyon sağlayabilmektedir. Bu avantajları aktif güç filtreleri üzerine yapılan
çalıĢmaları arttırmakta ve popüler bir konu haline getirmektedir.
Günümüzde harmonik problemlerinin can sıkıcı hale gelmesinden dolayı
standartlarla harmonik bozulumun belirli sınırlara getirilmesi amaçlanmaktadır. IEEE
519 standardına göre akım harmonik bozulumu %5, gerilim harmonik bozulumu ise %3
olarak belirlenmiĢtir.
Aktif güç filtrelerinin temel çalıĢma prensibi güç elektroniği elemanlarını
kullanarak doğrusal olmayan yüklerin ürettiği harmoniklerle aynı genlikte ve zıt fazda
akımlar ve/veya gerilimler üretmek ve bu akımları ve/veya gerilimleri sisteme
vermektir. Dolayısıyla güç elektroniği elemanlarının oluĢturduğu harmonikler yine güç
elektroniği elemanları kullanılarak yok edilmektedir.
Aktif güç filtrelerinin uygulanmasındaki en önemli problem harmoniklerin
genlik ve açılarının bulunmasıdır. Bu durum sistemin hızının ve tepki süresinin
uzamasına yol açmaktadır. Ancak senkron referans yapı, anlık reaktif güç teorisi,
senkron denetim algoritması gibi öne sürülmüĢ olan teorilerle aktif güç filtrelerinin
kontrolü daha kolay ve hızlı hale getirilmektedir.
Anlık reaktif güç teorisi ilk kez Akagi tarafından öne sürülmüĢtür ve aktif güç
filtrelerinin kontrolünde yaygın olarak kullanılmaktadır. Bu teori ile doğrusal olmayan
yüklerin olduğu sistemde öncelikle güç bileĢenleri elde edilir. Daha sonra aktif ve
2
reaktif güçlerin DA ve AA bileĢenleri elde edilir ve bu bileĢenler aktif güç filtresinde
yapılmak istenen iĢleme göre kullanılırlar.
Bu çalıĢmada öncelikle harmonikleri oluĢturan doğrusal olmayan yükler
üzerinde durulmakta ve harmoniklerin elektrik sistemine ve yüklere etkileri
anlatılmaktadır. Daha sonra aktif güç filtrelerinin pasif güç filtrelerine göre
üstünlüklerinden ve sınıflandırılmasından ve aktif güç filtrelerinde yaygın olarak
kullanılan referans akım bulma yöntemlerinden anlık güç teorisi anlatılmaktadır.
Bir paralel aktif güç filtresinin Matlab/Simulink programında modellenmesi
yapılmıĢ ve modellenen sistemde klasik histerezis band akım kontrolünün performansı
incelenmiĢtir. Bu yöntemde yükün azalması ile PAGF‟nin THD sınırlarını
sağlayamadığı ya da yükün artması ile gereksiz anahtarlama kayıplarının arttığı
gözlenmiĢtir. Bu problemin giderilmesi için adaptif histerezis band yöntemi önerilmiĢ
ve bu yöntemin performansı incelenmiĢtir.
3
2. KAYNAK ARAġTIRMASI
Tez konusu ile ilgili olarak yapılmıĢ çalıĢmalardan bazıları tarih sırasına göre
aĢağıda verilmektedir.
Akagi, H., (1984), gerilim ve akım harmoniklerinin olduğu sistemler için sürekli
ve geçici durumlarda da geçerli olan anlık reaktif güç teorisini kullanan yeni reaktif güç
kompanzasyon sistemi sundu. Bu çalıĢmada üç fazlı sistemler için yeni bir elektriksel
büyüklük olan anlık sanal gücü tanımladı. Anlık reaktif gücün tanımı yaptı ve bu gücün
fiziksel olarak anlamını açıkladı. ÇalıĢma deneysel olarak doğrulandı.
Takeda, M., Ikeda, K. Teramoto A. ve Aritsuko T, (1988), doğrusal olmayan
yüklerin harmonik ve reaktif gücünü, negatif faz akımı ve gerilim dalgalanmalarını
kompanze eden paralel pasif ve paralel aktif güç filtresi önerdi. Önerilen sistem beĢ
farklı kontrol yöntemi ile pratik uygulamalar üzerinde çalıĢtırıldı ve performans
karakteristikleri analiz edildi.
Bose, B. K., (1990), motor sürücü sistemlerinde gerilim beslemeli pwm evirici
için adaptif histerezis band akım kontrol yöntemi geliĢtirdi. Bu yöntemle histerezis bant
geniĢliğini sistem parametrelerine bağlı olarak dinamik bir Ģekilde değiĢtirerek
modülasyon frekansını yaklaĢık olarak sabit bir değerde tutmuĢ oldu. Histerezis bandın
analitik ifadelerini sistem parametrelerine bağlı olarak elde etti.
Peng, F. Z., Akagi, H. ve Nabae, A., (1990), hem pratik hem de ekonomik
açıdan, seri aktif güç filtresinin güç oranını düĢürmek için paralel pasif ve seri aktif güç
filtresi kombinasyonunu önerdiler. Önerdikleri sistem ile daha iyi filtreleme
karakteristiği, daha düĢük baĢlangıç ve çalıĢma maliyeti sağladılar.
David A. Torrey ve Adel M. Al-Zamel (1995) doğrusal olmayan yükler içeren
tek fazlı sistemler için sistemin reaktif güç ve harmonik kompanzasyonu kayma kipli
kontrol yöntemi kullanılarak gerçekleĢtirildi.
Bhattacharya, S., ve ark. (1997), IEEE 519 standardını karĢılamak amacıyla
50MVA‟dan büyük doğrusal olmayan yüklerin harmonik kompanzasyonunda kullanılan
paralel hibrit aktif filtreler için senkron referans yapı tabanlı değiĢken endüktanslı yeni
bir kontrol yöntemi sundu. Paralel hibrit aktif filtreler için önerilen yöntem büyük
doğrusal olmayan yüklerin harmonik kompanzasyonu için hem pratik hem de düĢük
maliyetli çözümler sağladı.
4
Malesani, L., P. Mattavelli, P. ve Tomasin, P., (1997), gerilim beslemeli bir
eviricili aktif güç filtreleri için sabit anahtarlama frekansına sahip yeni bir histerisiz bant
akım kontrol metodu sundu.
Buso, S., Malesani, L., Mattabelli, P. Ve Veronese, R., (1998), üç fazlı paralel
aktif güç filtresinin kontrol algoritmasında evirici akımının ölü zaman kontrolü ve uzay
vektör PWM kullanılmıĢtır. Ölü zaman kontrolünün hesaplamalarından dolayı yüksek
frekans aralıklarında harmonik standartların sağlanmasındaki problemlere dikkat
çekilmiĢtir.
Vazquez, J.R., Salmeron, P., (2003), yük gerilim ve akımları ile yapay sinir
ağları kullanılarak hem referans kompanzasyon akımları belirlenen hem de anahtarlama
sinyallerinin elde edildiği aktif güç filtresi kontrolü sunulmaktadır. Güç devresinin akım
kontrolünde histerezis band yöntemi kullanılmaktadır.
Moreno, V.M.,, Lopez, A.P., Garcias, R.I.D., (2004), Kalman sayısal algoritması
kullanılarak aktif güç filtresi kontrolü için Ģebeke gerilimindeki bozulmalardan
etkilenmeyen, seçici ve global harmonik kompanzasyonda kullanılabilen ve 5ms‟nin
altında dinamik cevabı olan sayısal referans akım tahmin metodu sunuldu.
Cho, K. M., Oh, W. S., Kim, Y. T., Kim, H. J., (2007) Akım iĢaretine göre alt
ve üst anahtarların birbirinden bağımsız açılıp kapandığı PWM yöntemi önerilmiĢtir.
Asiminoaei, L., Rodriguez, P., Blaabjerg, F., Malinowski, M., (2008) Paralel
aktif güç filtreleri için yeni bir süreksiz PWM yöntemi önerilmiĢtir. Bu yöntem, evirici
gerilim referansına göre akım vektör konumunu algılar ve anlık olarak her fazdaki
optimum tutma süresini belirler.
Kale, M., (2009), paralel aktif güç filtresi için çift histerezis band kullanan yeni
bir denetim yöntemi sunulmaktadır.
5
3. HARMONĠK KAYNAKLARI VE GÜÇ SĠSTEMĠNE ETKĠLERĠ
GeçmiĢte elektrikli cihazlar tek frekanslı gerilim ve akım dalga Ģekillerine
sahipti ve çoğu cihazlar ve abone yükleri gerilim ve akım dalga Ģekline çok az etki
yapıyorlardı. Fakat günümüzde güç elektroniği elemanları geniĢ bir Ģekilde
kullanılmakta ve bunun sonucunda harmonik bileĢenlere sahip sinüzoidal olmayan
akımlar Ģebekeden çekilmektedir. Harmonik akımlar güç sistemlerinde ve bu sistemlere
bağlı diğer yüklerde problemler oluĢturmaktadır. Doğrusal olmayan yüklerin kendisine
ve diğer abonelere olan bu etkisi nedeniyle IEEE, IEEE 519 standardını uygulamaya
koymuĢtur. Bu standart harmoniklerin kontrolü ve abone cihazlarının bu standarda
uyumu ile ilgilidir.
ġekil 3.1 Temel, üçüncü ve beĢinci harmonik.
Ġdeal olarak güç sistemindeki akım ve gerilimlerin dalga Ģekli tek frekanslı bir
sinüzoidal dalgadır. Fakat güç sistemlerindeki gerçek akım ve gerilimler, saf sinüzoidal
Ģeklinde değildir ve kararlı halde bile periyodik olarak bu durum devam etmektedir. Bu
Ģekilde tekrarlayan fonksiyonlar, frekansları güç sistem frekansının katları Ģeklinde olan
ve harmonik olarak adlandırılan bileĢenler serisi olarak görülebilir. 50Hz‟li bir sistemde
ikinci harmonik 100Hz, üçüncü harmonik 150Hz‟dir ve harmonik dağılım bu Ģekilde
devam eder. Genel olarak güç sistemlerinde sadece tek sayılı harmonikler oluĢur.
(Tmothy, 2002).
ġekil 3.1, tepe değeri 100V olan bir sinüs sinyalini (1. harmonik olarak
gösterilen) göstermektedir. Birinci harmonik aynı zamanda temel bileĢen olarak da
bilinir ve frekansı güç sisteminin nominal frekansına eĢittir. ġekilde gösterilen diğer iki
dalga Ģekli ise 50V tepe değeri olan üçüncü harmonik ve 20V tepe değeri olan beĢinci
harmoniktir. Dikkat edilirse üçüncü harmonik, temel bileĢenin bir periyodunda üç
6
periyot, beĢinci harmonik ise beĢ periyot tamamlamıĢtır. Dolayısıyla üçüncü harmonik
frekansı temel bileĢen frekansının üç katı, beĢinci harmonik frekansı ise temel bileĢen
frekansının beĢ katı olmaktadır. ġekil 3.1‟deki tüm harmonikler zamanın fonksiyonu
olarak ifade edilebilirler;
(3.1)
Denklem 3.1‟den görüldüğü gibi sinyalin üç harmonik bileĢeninin faz açıları
değiĢtirilerek sonsuz sayıda dalga Ģekli elde edilebilir. Örneğin V3 60˚ kaydırılıp V1 ve
V2‟ye eklenirse bu durumda oluĢan dalga Ģekli ġekil 3.2‟deki gibi olmaktadır. Dalga
Ģekli açık olarak bir darbe Ģekli gibi görülmektedir. Bu durumda harmonik bileĢenler
dalga Ģeklinin analizinde kullanılmaktadır. Genel olarak güç sistemlerinde sinüzoidal
olmayan akım ve gerilim dalga Ģekilleri çok sık görülmektedir.
ġekil 3.2 Üç harmonikten oluĢturulmuĢ darbe dalga Ģekli.
Herhangi bir tekrarlayan dalganın, harmonik bileĢenlerin bir serisi olarak ifade
edilebileceği Fourier tarafından açıklanmıĢtır. Dolayısıyla güç sistemlerindeki herhangi
bir periyodik akım veya gerilim fourier serisi olarak ifade edilebilir. Genel olarak f(t) T
periyodunda bir fonksiyon ise, Fourier serisi yaklaĢık olarak Ģöyle ifade edilebilir;
(3.2)
Burada, a0 dalganın DA bileĢen değerini, a1‟den an‟e kadar olan terimler fourier
genlik katsayılarını ve θ1‟den θn‟e kadar olan açılar da fourier faz katsayılarını
7
göstermektedir. n değeri ne kadar büyürse yaklaĢım da o kadar doğru olur. Örneğin
genliği 100V olan bir kare dalganın fourier açılımı;
(3.3)
Ģeklindedir. Bu açılımın grafiği ġekil 3.3‟teki gibidir. Bu grafik fourier serisinin ilk beĢ
terimi kullanılarak çizilmiĢtir ve kare dalgaya çok yakındır. Dalga Ģekli içerisinde
harmoniğin büyüklüğünün ne kadar olduğunu gösteren kavramlardan bir tanesi THD
olarak gösterilen toplam harmonik bozulmadır. THD iki Ģekilde ifade edilebilir.
Birincisi, THD‟nin, dalganın temel bileĢeninin yüzdesi olarak ifade edilmesidir ve
THDf ile gösterilir.
(3.4)
Ġkincisi ise, THD‟nin, toplam dalga Ģeklinin yüzdesi olarak ifade edilmesidir ve
THDr ile gösterilir.
(3.5)
ġekil 3.3 Fourier serisinin ilk beĢ terimi kullanılarak kare dalgaya yaklaĢım.
8
3 fazlı sistemlerde, fazör dönüĢleri a-b-c sıralamasına göre kabul edilir. ġöyle ki;
fazlar dönerken önce A fazı x ekseninden geçer, daha sonra B fazı x ekseninden geçer
ve son olarak C fazı x ekseninden geçer ve bu a-b-c sıralaması pozitif sıralama olarak
adlandırılır. Ancak sıralama a-c-b Ģeklinde ise bu sıralamaya negatif sıralama adı
verilir. Son olarak üç faz da aynı anda x ekseninden geçiyorsa bu duruma da sıfır
sıralaması denir. Bu durumlar ġekil 3.4‟te gösterilmiĢtir.
VC
VB
VA=VB=VC
VA
VA
VC
VB
(b)
(a)
(c)
ġekil 3.4 (a) Pozitif, (b) Negatif ve (c) Sıfır sırası.
Pozitif sıralı bir sistemde, negatif ve sıfır sıralı akım ve gerilim bileĢenleri uzun
süreli olarak görüldüğünde, bunların güç donanımlarına ciddi etkileri olmaktadır. Tüm
harmonikler aynı sıralamaya sahip değildir ve bu sıralama harmonik derecesine bağlıdır.
A Fazı
1
1
1
0
0
0
-1
-1
0
B Fazı
0.01
0.02
0.02
1
1
0
0
0
-1
0
0.01
0.02
0.01
0.02
1
1
0
0
0
-1
0
0.01
0.02
1
0
0
-1
0.01
0.02
-1
0
0.01
0.02
0.01
0.02
0
0.01
0.02
0
0.01
0.02
0
0.01
0.02
-1
0
1
0
-1
0
1
-1
Toplam
0.01
1
-1
C Fazı
-1
0
0
0.01
0.02
4
2
0
-2
-4
ġekil 3.5 Birinci (pozitif sıralı), ikinci (negatif sıralı) ve üçüncü (sıfır sıralı) harmonikler.
9
ġekil 3.5‟te üç fazlı bir sistemde temel bileĢen ile birlikte ikinci ve üçüncü
harmonikler ve üç fazın toplamı da gösterilmiĢtir. Her fazdaki temel ve ikinci harmonik
bileĢenlerin anlık olarak toplamları sıfırdır. Üçüncü harmoniğin ise anlık olarak toplamı
sıfır değildir.
Burada temel bileĢenin faz sıralamasının a-b-c olduğu açık bir Ģekilde
görülmektedir. Dolayısıyla temel bileĢen pozitif sıralıdır. Ġkinci harmoniğin sıralaması
ise a-c-b Ģeklindedir yani negatif sıralıdır. Son olarak üçüncü harmoniğin faz sırasının
da sıfır sıralı olduğu görülür. Bu durum diğer harmonikler için devam ettirilirse,
dördüncü harmoniğin pozitif sıralı, beĢinci harmoniğin negatif sıralı, altıncı harmoniğin
sıfır sıralı ve bu Ģekilde devam eden bir sıralama olduğu görülür.
Derecesi olan tüm harmonikler, n burada pozitif tamsayıdır, sıfır sıralıdır ve üçlü
harmonikler (triplen harmonics) olarak adlandırılır. Bu harmonikler üç fazlı sistemlerde
ciddi problemlere neden olurlar ve dikkat edilmesi gereken harmoniklerdir. Bu yüzden
ilerde daha ayrıntılı olarak açıklanacaktır.
3.1. Doğrusal Olmayan Yükler
GiriĢine uygulanan gerilim ile çektiği akım arasında doğrusal olmayan bir iliĢki
olan elektrik yükleri güç sistemlerinde harmoniklere neden olurlar ve bu özellikteki
yüklere doğrusal olmayan yükler denir. Direnç, bobin ve kondansatörden oluĢan pasif
elektrik yükleri ise doğrusal yüklerdir. Eğer bu yüklere saf sinüs dalgası Ģeklinde bir
gerilim uygulanırsa, bu yüklerden yine saf sinüs dalgası Ģeklinde bir akım akar. Güç
elektroniği elemanları ise anahtarlamalı çalıĢma prensiplerinden dolayı harmonik
akımları oluĢtururlar. Anahtarlamalı mod güç kaynaklarının kullanıldığı bilgisayarlar,
televizyonlar ve diğer tek fazlı elektronik cihazlar, değiĢken hızlı motor sürücüleri vb.
bu tip sistemlere örnek gösterilebilir.
10
Ld
Ls
is
Rd
(a)
Ls
ish
diyot doğrultucu
ish
(b)
ġekil 3.6 (a) Endüktif yüklü diyot doğrultucu (b) Tek faz harmonik eĢdeğer devre.
Çoğu zaman harmonik üreten cihazlar, harmonik akım kaynağı veya harmonik
gerilim kaynağı olarak ifade edilebilirler (Peng, 1999). ġekil 3.6a‟da DA tarafta
endüktans ve direnç olan üç fazlı diyot doğrultucu görülmektedir. Parametreleri Tablo
3.1‟de verilen üç fazlı diyotlu doğrultucunun simülasyonu yapıldığında elde edilen yük
akımı ve bu akımın harmonik dağılımı sırasıyla ġekil 3.7 ve ġekil 3.8‟de görülmektedir.
Tablo 3.1 3 fazlı endüktif yüklü diyot doğrultuculu devre parametreleri.
Vff(rms)
380V
f
50Hz
Ls
1.2mH
Yük
30ohm, 5mH
ġekil 3.7 3 fazlı endüktif yüklü diyot doğrultucunun akım ve gerilim dalga Ģekli.
11
ġekil 3.8 3 fazlı endüktif yüklü diyot doğrultucunun akım harmonik dağılımı.
Akım dalga Ģeklindeki bozulma doğrultucu diyotlarının anahtarlamalarından
kaynaklanmaktadır. Gerilim ve akım harmonikleri üzerinde durulacak olursa,
doğrultucunun ġekil 3.6b‟de gösterildiği üzere harmonik akım kaynağı olduğu
anlaĢılabilir. Bunun nedeni, yük empedansının (DA taraf), harmonik frekanslarda (wh),
kaynak empedansından (AA taraf) daha büyük olmasıdır (Peng, 1999).
Ls
is
Cd
Rd
(a)
Ls
ish
diyot doğrultucu
vh
(b)
ġekil 3.9 (a) Kapasitif yüklü diyot doğrultucu (b) Tek faz harmonik eĢdeğer devre.
ġekil 3.9a, DA tarafta kondansatör ve dirençli, üç fazlı diyot doğrultucuyu
göstermektedir. Doğrultucu ġekil 3.9b‟de görüldüğü gibi harmonik gerilim kaynağı
olarak adlandırılabilir. Bunun nedeni ise, yük empedansının harmonik frekanslarında
kaynak empedansından çok daha küçük olmasıdır (Peng, 1999). ġekil 3.10 ve ġekil
12
3.11‟deki akım ve gerilim dalga Ģekillerinden de bu durum anlaĢılmaktadır. ġekil
3.12„de yükün kaynaktan çektiği akımın harmonik dağılımı görülmektedir. Bu grafikler
parametreleri Tablo 3.2‟de verilen devre için yapılmıĢ simülasyondan elde edilen
sonuçlarıdır.
Tablo 3.2 3 fazlı endüktif yüklü diyot doğrultucu devre parametreleri.
Vff(rms)
380V
f
50Hz
Ls
0.7mH
Yük
20ohm, 1000μF
ġekil 3.10 3 fazlı kapasitif yüklü diyot doğrultucunun akım ve gerilim(f-f) dalga Ģekli.
ġekil 3.11 3 fazlı kapasitif yüklü diyot doğrultucunun akım-gerilim(f-n) dalga Ģekli.
ġekil 3.12 3 fazlı kapasitif yüklü diyot doğrultucunun akım harmonik dağılımı.
13
ġekil 3.13, tam dalga köprü diyot doğrultuculu bir temel güç kaynağı devresidir.
Burada diyotların iletime geçmesi için AA kaynağın ani değerinin kondansatör
geriliminden büyük olması gerekmektedir. Devre ilk enerjilendiği anda, kondansatör
AA kaynağın tepe değerine kadar Ģarj olur ve yükün olmadığı durumda Ģarjlı vaziyette
kalır ve kaynaktan çekilen akım durur. Eğer yük varsa kondansatör yük için bir kaynak
gibi davranır. Kondansatör tam Ģarj olduktan sonra, AA gerilim düĢmeye baĢlar ve
diyotlar kesime gider. Diyotlar kesimde iken kondansatör yük üzerinden deĢarj olmaya
baĢlar. Yük üzerinde zamanla azalan bir DA gerilim oluĢur. Daha sonra AA gerilim bu
DA gerilimden büyük olduğunda kondansatör yine bir akım darbesi ile Ģarjını korur.
vdc
is
vs
C
ġekil 3.13 Basit bir tek fazlı anahtarlamalı güç kaynağı.
Tablo 3.3 Tek fazlı köprü diyot doğrultucu devre parametreleri.
Vff(rms)
220V
F
50Hz
Ls
0.7mH
Yük
20ohm, 500μF
ġekil 3.14 Tek fazlı tam dalga doğrultucunun akım ve gerilim dalga Ģekli.
14
ġekil 3.15 Tek fazlı tam dalga doğrultucunun akım harmonik dağılımı.
Tablo 3.3‟te verilen devre parametreleri ile yapılan simülasyon sonuçlarında
elde edilen grafikler yukarda verilmiĢtir. ġekil 3.14 yük akımını göstermektedir ve bu
akım gerçek bir değiĢken hızlı motor sürücüsünün akımı gibidir. Akım tekrarlı bir dalga
Ģeklinde görüldüğü için, harmonik serilerinden oluĢtuğu anlaĢılabilir. Bu basit dalga
Ģekli ġekil 3.15‟te de görüldüğü gibi çok fazla sayıda harmonik içermektedir. Dikkat
edilirse temel harmonikten sonraki çoğu harmonik temel harmonik kadar büyüktürler.
ġekil 3.14‟te gösterilen dalga Ģekli 86A‟lik bir tepe değere sahipken sadece 28.5A‟lik
etkin değere sahiptir. Dolayısıyla burada harmonik bozulma ile alakalı bir büyüklükten
daha bahsedilebilir. Bu da tepe faktörü (crest factor)‟dür ve dalganın tepe değerinin
etkin değere bölünmesi ile elde edilir.
(3.6)
ġekil 3.13‟teki devrenin tepe faktörü 3.01‟dir. Sinüzoidal akım ve gerilim için
bu değerin 1.414 olması gerekir. Bundan farklı tepe faktörüne sahip dalga Ģekillerinin
harmonik bileĢenlerinin olduğu hemen anlaĢılabilir. Dikkat edilmelidir ki, periyodik
dalga Ģekillerinde tepe faktörü 1.414‟den de düĢük olabilir. Örneğin kare dalga da bu
değer 1‟dir.
Tek fazlı doğrultucu büyük miktarlarda üçlü harmonik içerirken, devre
parametreleri Tablo 3.4‟te verilen üç fazlı doğrultucuda bu harmonikler yoktur. ġekil
3.16 üç fazlı köprü doğrultucunun giriĢ akımını ve ġekil 3.17 kaynaktan çekilen akımın
harmoniklerini göstermektedir. Burada her periyotta iki tane akım darbesi vardır ve bu
darbeler üçlü harmonikleri yok etmektedir. ġekil 3.17‟deki harmonik dağılımda da bu
durum açıkça görülmektedir.
15
Tablo 3.4 3 fazlı diyot doğrultucu devre parametreleri.
Vff(rms)
380V
f
50Hz
Ls
0.7mH
Yük
100ohm, 500μF
ġekil 3.16 3 fazlı köprü doğrultucunun akım ve gerilim dalga Ģekli.
ġekil 3.17 3 fazlı köprü doğrultucunun akım harmonik dağılımı.
3.2. Harmoniklerin Güç Sistemine Etkileri
Doğrusal olmayan yüklerden oluĢan harmonik akımlarının elektrik güç dağıtım
cihazlarına ciddi etkileri vardır. Etkilenen cihazlar içinde trafolar, iletkenler, devre
kesiciler, busbarlar ve bağlantı elemanları ve elektrik panelleri sayılabilir. Harmonik
problemleri tek fazlı ve üç fazlı sistemlerin her ikisinde de oluĢabilir.
3.2.1. Sistem gerilimine etkisi
Tek fazlı bir güç sistemini temsil eden basit bir devre ġekil 3.18‟de
gösterilmiĢtir. Nominal frekansın ideal kaynak frekansı olması gerekir. Ancak yük
akımları, empedansı olan iletim hatlarından, trafolardan vb. güç ekipmanlarından
16
geçmektedir. Sistemin bu empedansı ġekil 3.18‟de Zs olarak gösterilmiĢtir. Son olarak
sistem yükleri birbirine paralel bağlı, doğrusal olmayan yüklerden oluĢturulmuĢtur.
ZS
VS
Doğrusal
olmayan yük
VAC
Diğer paralel
yükler
ġekil 3.18 Basit tek fazlı bir güç sistemi.
Doğrusal olmayan yüklerin güç sisteminden çektikleri harmonik akımları sistem
empedansı üzerinde bir harmonik gerilimi (RI+jwhLI) oluĢturur. Bu gerilimin etkisi
yüksek frekanslı harmoniklerde daha da belirgindir çünkü endüktif reaktans frekansla
birlikte artar. Yük gerilimi sistem gerilimi ile sistem empedansı üzerinde düĢen
gerilimin farkı ile bulunur. Sistem empedansı üzerinde düĢen gerilim harmonik
bileĢenleri içerdiği için, yük gerilimi, sitsem kapasitesinin büyük kısmının doğrusal
olmayan yüklerden oluĢması nedeniyle oldukça bozulacaktır.
ġekil 3.13 tekrar incelenecek olursa, akım darbelerinin AA kaynak geriliminin
tepe noktalarına yakın yerlerde oluĢtuğu görülmektedir. Bunun anlamı, kaynak
empedansındaki gerilim düĢümü kaynak gerilimi tepe değerine yakınken yüksek
olmakta, periyodun diğer kısımlarında ise sıfır olmaktadır. Dolayısıyla yüke uygulanan
gerilim tepeleri daha düzeltilmiĢ bir gerilim olmaktadır. Çünkü yük gerilimi kaynak
gerilimi ile sistem empedansı üzerinde düĢen gerilimin farkıyla oluĢmaktadır. Bazı güç
elektroniği cihazları doğrultucular, motor sürücüleri gibi, AA gerilimin tepe
değerlerinde hassastırlar ve bozulmuĢ AA gerilimde kapanma veya hatalı çalıĢma
durumunda kalabilirler.
ġekil 3.19‟da gösterilen devre bir üç fazlı köprü doğrultucudur. Burada
diyotların komütasyonu sırasında üç fazlı kaynağın endüktansından dolayı, akım aniden
oluĢturulamaz. Dolayısıyla fazlar arası geçiĢlerde bu komütasyon, dalga Ģeklinde
çentiklerin oluĢmasına neden olur. ġekil 3.20, A fazı ile toprak arasındaki gerilimin
dalga Ģeklini göstermektedir. Gerilimdeki çentik etkisi bir periyot boyunca altı kere
tekrarlanır. Çentik etkisi harmonik ve geçici rejim arasında özel bir durumdur. Bu diyot
17
doğrultucu ile paralel bağlanmıĢ diğer yükler bu çentik etkilerinden etkilenirler,
özellikle doğrultucu yükünün beslendiği sisteme göre büyüklüğü bu etkiyi arttırabilir.
L
Ls
1
3
VDC
5
IAS
A
R
B
4
6
C
2
ġekil 3.19 3 fazlı köprü doğrultucu.
ġekil 3.20 3 fazlı köprü doğrultucuda diyotların neden olduğu çentikler.
Diğer yüklerin çentik etkisinden etkilenmelerini azaltmak ve kaynağı bu duruma
karĢı güçlendirmek için izolasyon trafosu kullanılabilir. ġekil 3.21 doğrultucu yükü ile
diğer yüklerin bağlandığı bir besleme noktasında izolasyon trafosunun kullanımını
göstermektedir. Trafonun sekonder kısmında çentikli gerilim, primer tarafında ise
izolasyon trafosunun empedansından dolayı çentik etkisi yok edilmiĢ gerilim
görülmektedir. Dolayısıyla diğer yükler çentik etkisini görmemekte ya da çok az
hissetmektedirler.
18
Bara
Doğrusal
olmayan yük
Ġzolasyon
Trafosu
VS
Diğer paralel
yükler
ġekil 3.21 Diğer yüklerin etkilenmemesi için izolasyon trafosunun kullanımı.
3.2.2. Ġletkenlere etkisi
Yüksek dereceli harmonik akım bileĢenleri ilave I2R ısınmasına yol açarlar.
Çünkü iletken direnci deri etkisinden dolayı frekansla birlikte artar. Bunun anlamı akım
frekansının artmasıyla akımın iletkenin merkezine göre dıĢ çevresinden daha fazla
akmaya baĢlaması ve iletkenin çevresindeki akım yoğunluğunun artmasıdır. Bunun
sonucunda iletkenin etkin direnci dolayısıyla ısı kayıpları artar. Akım yüksek dereceli
harmonikler içerdiği için iletken anma akımını taĢıdığı halde aĢırı Ģekilde ısınır. Ayrıca
iletkendeki enerji kayıpları, harmonik akımlarını taĢıması nedeniyle artar, bu artıĢ
harmonik akımların karesiyle doğru orantılıdır. Bu etkiler sistemden daha fazla ısının
kaybolmasına ve toplam sistem veriminin düĢmesine neden olur.
3.2.3. Üç faz nötr iletkenlerine etkisi
ia
Doğrusal
olmayan yük
VA
n
VC
VB
4 telli
besleme
hattı
380Y
220V
3 fazlı
pano
Doğrusal
ic olmayan yük
n
in
Doğrusal
olmayan yük
ib
ġekil 3.22 Dengeli, tek fazlı doğrusal olmayan yüklerden oluĢmuĢ üç fazlı güç sistemi.
19
Üçlü harmonikler, ġekil 3.22‟de bir tanesi gösterilmiĢ, yıldız bağlı üç fazlı
sistemlerde, nötr iletkeninde problem doğururlar. Besleme devresi ana tabloya üç fazlı
güç sağlarken, ana tabloya 4 telle bağlanmıĢ 3 adet tek fazlı yük ise tablodan
beslenmektedir. Eğer her faza eĢdeğer yükler bağlanmıĢ ise n noktasında toplam akım
sıfırdır ve nötr iletkeninden akım akmaz. EĢdeğer olmayan doğrusal yüklerin olduğu
kabul edilirse nötr akımı en yüksek faz akımdan yüksek olamaz.
ġekil 3.22‟deki yüklerin doğrusal olmadığı durumlarda her fazda ayrı ayrı
harmonik akımlar oluĢmaktadır. Dengeli yükler için, temel harmonik ve diğer üçlü
harmonikler dıĢında kalan harmoniklerin toplamı nötr noktasında sıfır olurken, fazlarda
bulunan üçlü harmonikler doğrudan nötr iletkeni üzerinde görülür. Nötr iletkeninde üçlü
harmoniklerin toplamı görüldüğünde ise, bu akım faz akımlarının da üstüne
çıkmaktadır. Nötr iletkeni bir devre kesici ile korunmaz ise bu akımın iletkenlere zarar
vermesi kaçınılmazdır.
Tüm pozitif ve negatif sıralı harmoniklerin nötr noktasında birbirlerini yok
ettikleri ve diğer taraftan üçlü harmoniklerin nötr noktasında toplandıkları dikkate
alınırsa, nötr akımının genel denklemi oluĢturulur:
(3.7)
Denklem 3.7‟den de görüldüğü gibi nötr akımı tek fazdaki tüm üçlü
harmoniklerin etkin değerlerinin üç katıdır.
3.2.4. Trafolara etkisi
Trafolarda harmoniklerin hem ısınmaya hem de sesli çalıĢmaya etkisi vardır.
Akım harmonikleri bakır kayıplarını ve kaçak akı kayıplarını arttırırken gerilim
harmonikleri ise demir kayıplarını arttırır (Anonymous, 1992).
Trafolarda, sargılardan geçen akım ve ferromanyetik nüveden geçen akı, gerçek
güç kaybına neden olurlar. Yüksek frekanslı olmaları nedeniyle harmonik akımları trafo
sargılarındaki iletkenler dahil olmak üzere geçtikleri tüm iletkenlerde ilave güç
kayıplarına neden olurlar. Sargılardaki harmonik akımları trafo nüvesinde harmonik akı
bileĢenleri de oluĢtururlar ve bu da ilave histerezis ve eddy akım kayıplarına neden
olurlar. Histerezis kayıpları manyetik akı frekansı ile doğru orantılı, eddy akımları ise
20
frekansın karesi ile doğru orantılıdır. Dolayısıyla, harmonik akımları trafo nüve
kayıplarında belirgin bir artıĢa neden olurlar. Bu ilave kayıplar trafoların aĢırı
ısınmasına ve elektriksel yalıtım hatasına neden olabilirler.
3.2.5. Motor ve jeneratörlere etkisi
Dönen cihazlardaki harmonik akım ve gerilimler, harmonik frekanslarda
sıcaklıkla birlikte demir ve bakır kayıplarını arttırır. Harmonik bileĢenler makine
verimini ve torkunu etkiler (Anonymous, 1992).
Harmonik akımlar motorun harmoniksiz duruma göre daha sesli çalıĢmasına ve
hava aralığında ilave akıların oluĢmasına neden olur. Bu da motorun kalkıĢı anında ters
etki yapar. Ayrıca motor da büyük kayma değerlerine neden olur (Anonymous, 1992).
Ayrıca hava aralığında oluĢan harmoniklerin oluĢturduğu akılar rotor üzerinde
de harmonik akımların oluĢmasına neden olur. Bunlar da rotor ısınmasına ve darbeli
çalıĢma ya da düĢük tork sonuçlarını doğurur (Anonymous, 1992).
3.2.6. Kondansatörlere etkisi
Kondansatörlerin empedansı frekansla ters orantılı olduğu için kondansatörler
yüksek dereceli harmonik akımlarını üzerlerine çekerler. Bu da kondansatörlerde
ısınmaya ve aĢırı yüklenmeye neden olurken kondansatör ömrünü de azaltır
(Anonymous, 1992). Ayrıca sistemdeki bobinlerle kondansatörlerin rezonansa girmesi
halinde sistemdeki devre elemanlarının zarar görmesi kaçınılmazdır.
3.2.7. Elektronik cihazlara etkisi
Harmonik bozulma, gerilimin sıfır geçiĢ noktasının veya bir faz geriliminin diğer
faz gerilimi ile kesiĢtiği noktanın kaymasına neden olur. Bu noktalar birçok elektronik
cihazın kontrolü için önemli noktalardır. Dolayısıyla bu kaymalar hatalı çalıĢmalara
neden olurlar (Anonymous, 1992).
Ayrıca birçok elektronik cihaz harmoniklerin AA besleme hattı üzerinde
dolaĢmasından etkilenirler. Bilgisayar ve buna benzer cihazlar %5‟in altında harmonik
bozulma olan AA kaynaklara ihtiyaç duyarlar. Bunun üzerindeki harmonik bozulmalar
bu cihazların hatalı çalıĢmasına neden olurlar (Anonymous, 1992).
21
3.2.8. Sistem güç faktörüne etkisi
Akımın gerilimi θ açısı ile izlediği görülen ġekil 3.23‟teki akım ve gerilim dalga
Ģekillerini ele alalım. Devrenin görünür gücü gerilim büyüklüğünün etkin değeri ile
akım büyüklüğünün etkin değerinin çarpılması ile elde edilir. Güç faktörü Fp gerçek
gücün görünür güce bölünmesi ile elde edilir:
(3.8)
Doğrusal yükler için, gerilimle akım arasındaki faz kaymasına bağlı olarak farklı
gerçek güç ve görünür güç değerleri oluĢur. Akım gerilimi 0˚ ile 90˚ arasındaki açılarla
takip ediyor veya önde gidiyorsa güç faktörü her zaman pozitiftir ve 1‟e eĢit veya daha
küçüktür.
θ
ġekil 3.23 θ˚ faz farklı akım ve gerilim.
Sinüzoidal akım yerine, ġekil 3.24‟te gösterilen kare dalga akımı ve fazı, kare
dalga Ģeklindeki akımın temel harmoniği ile aynı fazda olan sinüs Ģeklindeki gerilimi
ele alalım. Güç, her bir zaman aralığında akım ile gerilimin çarpılması sonucunda
zamanın fonksiyonu olarak elde edilebilir.
22
ġekil 3.24 Sinüzoidal gerilim ve kare dalga akım.
Gerilim tek bir harmonikten oluĢtuğu için, güç denklemi, gerilimin akım
bileĢenleri ile tek tek çarpılması ile elde edilen bir seri Ģeklinde ifade edilebilir. Serinin
ilk terimi, gerilim ve akımın temel bileĢeninin frekansı aynı olduğu için, sin2(wt)
formunda olacaktır. Açıkça görülüyor ki bu terim her zaman pozitiftir ve yüke verilen
gerçek gücü göstermektedir. Geriye kalan terimler gerilimin temel bileĢeni ile akımın
yüksek dereceli harmoniklerinin çarpılması ile oluĢan terimlerdir. Farklı frekanslı iki
sinüs sinyalinin çarpılması ile ortalama değeri sıfır olan baĢka bir sinüs dalga Ģekli elde
edilir. Dolayısıyla, yüksek dereceli akım harmonikleri, eğer gerilim tek frekanslı ise,
gerçek güç oluĢturmazlar. Sonuç olarak gerçek güç faktörü:
(3.9)
Ģeklinde yazılabilir. Denklem 3.9‟da indis olarak yazılan tot, literatürde bazen gerçek
güç faktörü olarak da ifade edilen, toplam güç faktörünü belirtmektedir.
23
4. AKTĠF GÜÇ FĠLTRELERĠNĠN SINIFLANDIRILMASI
Doğrusal olmayan yüklerin günümüzde geniĢ bir Ģekilde kullanımı harmonik
kirlilik problemlerinin ciddi Ģekilde artıĢına neden olmaktadır. %5‟in üzerindeki THD
değerleri, etkisinin belirginleĢmesinden dolayı dikkate alınması gereken bir durumdur.
%5‟in üstündeki harmonik akım bozulmaları güç sistemlerinde önemli problemlere yol
açar ve bu yüzden harmoniklerin azaltılması gerekir. IEEE 519 standartlarına göre
kabul edilen toplam harmonik bozulma, akımda %5 ve gerilimde %3 olarak kabul
edilmiĢtir. Bu değerlerin aĢılması güç sistemlerinde büyük hasarlara yol açabilmektir.
Endüstriyel ortamlarda THD‟nin %25‟lere gelmesi çok nadir değildir. Normal olarak
ofis ortamlarında THD, endüstriyel ortamlardan daha düĢük olarak ayarlanmalıdır
çünkü ofis cihazları güç kalitesinin değiĢimine karĢı daha hassastırlar. Tek sayılı
harmonikler (3., 5., 7. vs) elektrik dağıtım sistemlerinde en çok kaygı verici
harmoniklerdir. Çift sayılı harmonikler genel olarak faz sırasından dolayı birbirlerinin
etkisini azaltırlar. Bu can sıkıcı harmonik bileĢenler pasif ve aktif filtreler kullanılarak
yok edilebilirler.
Pasif harmonik filtreler pasif elemanlardan oluĢurlar (direnç, endüktans ve
kondansatör) ve bundan dolayı pasif filtreler olarak isimlendirilirler. Günümüzde
kullanılan yüklerin harmonik dağılımının çok geniĢ olması, pasif filtrelerin yetersiz
kalmasına neden olmaktadır. Çünkü pasif filtreler sadece ayarlandıkları harmonikleri
yok edebilmektedir. Dolayısıyla her giderilmek istenen harmonik için bir pasif filtre
oluĢturulması gerekmektedir.
Bu tip filtreler düĢük maliyet avantajına sahip olsalar da, bu konfigürasyonun
performansı belirgin bir Ģekilde sistem empedansı ve yük karakteristiğinden çok fazla
etkilenmektedir. Bunun yanında göze çarpan en önemli nokta, boyutlarının büyük
olması, paralel rezonans, seri rezonans gibi problemlerin, bu yöntemin verimliliğini
kısıtlamasıdır (Reid, 1996; Gonzales ve ark., 1987; Singh ve ark., 1997).
Performans
iyileĢtirmede
bazı
özel
tasarımlar
pasif
filtreler
için
gerçekleĢtirilmiĢtir. Ancak bunların uygulama devreleri değiĢken güç sistem empedansı
ve yük karakteristiği göz önüne alındığında içinden çıkılmaz bir duruma yol açmaktadır
(Huang ve ark., 1999).
ġekil 4.1‟de tristörlü doğrultucunun ürettiği harmonik akımları filtrelemek için
kullanılan paralel pasif güç filtresi görülmektedir. Bu pasif güç filtresi ayarlı olduğu her
bir harmonik frekansında LC seri rezonanstan dolayı harmonik akımlara düĢük
24
empedans, temel frekanstaki akımlara ve ayarlanmadıkları frekanstaki harmonik
akımlara yüksek empedans gösterir (Peng, 2001). Böylece pasif filtrelerin ayarlı olduğu
harmonik akımlar devrelerini bu filtre üzerinden tamamlayarak kaynaktan çekilen
akımda görülmezler. Bunun yanında pasif filtreler kaynak empedansından etkilenerek
rezonansa girebilir (Peng, 2001).
Kontrollü
Doğrultucu
Vs
+
Lda
Yük
-
Paralel Pasif
Güç Filtresi
5.
7.
11.
ġekil 4.1 Paralel pasif güç filtresi.
1970‟li yıllarda Bird vd. tarafından temel prensibi ortaya atıldığından beri aktif
güç filtreleri üzerine birçok araĢtırma ve pratik uygulama yapılmaktadır. Özellikle güç
yarıiletken cihazlarındaki, IGBT‟ler gibi, kapasite ve anahtarlama hızındaki fark edilir
geliĢmeler sonucunda aktif güç filtreleri üzerine ilgi artmaya baĢlamıĢtır. Buna ilave
olarak güç elektroniği teknolojileri kurumları pratik olarak aktif güç filtrelerini
kullanıma sunmuĢtur. Bu güç filtreleri, güç elektroniği temellerine dayanırlar ve pasif
filtrelerden maliyet olarak daha pahalıdırlar. Ancak aktif güç filtreleri uygulandığı
sistemdeki değiĢikliklere adaptasyon konusunda pasif filtrelere göre çok avantajlıdır ve
ilk yatırım maliyetinin boĢa gitmesi söz konusu değildir (Tmothy, 2002).
Aktif güç filtreleri doğrusal olmayan yüklerin ürettiği harmonik bileĢenleri, güç
elektroniği elemanlarının anahtarlama özelliğini kullanarak ve harmonik bileĢenlerin
tersi fazda ve eĢit büyüklükte akım veya gerilim üreterek sisteme veren devrelerdir
(Peng, 2001).
Güç Ģartları için aktif filtreler aĢağıdaki iĢlevleri sağlayabilmektedir:

Reaktif güç kompanzasyonu,

Harmonik kompanzasyonu, harmonik yalıtımı, harmonik sönümlemesi,
25

Negatif sıralı akım/gerilim kompanzasyonu

Gerilim regülasyonu
Aktif filtre terimi sinyal iĢleme alanında da kullanılmaktadır. Bundan dolayı,
birçok teknik dokümanda ve literatürde, güç Ģartları için aktif filtre terimi yerine
genellikle aktif güç filtresi terimi kullanılır (Tmothy, 2002).
Aktif güç filtreleri literatürde genel olarak Ģöyle sınıflandırılırlar;

Sistem konfigürasyonuna göre,

Güç devresine göre,

Kontrol tekniğine göre.
4.1. Sistem Konfigürasyonuna Göre Sınıflandırma
Sistem konfigürasyonuna göre aktif güç filtrelerini dört gruba ayırabiliriz;

Paralel aktif güç filtreleri

Seri aktif güç filtreleri

Hibrit aktif/pasif güç filtreleri

BirleĢtirilmiĢ güç kalitesi düzenleyicileri
4.1.1. Paralel aktif güç filtreleri
ġekil 4.2‟de gösterilen sadece paralel aktif güç filtresinden oluĢan sistem en
temel sistem konfigürasyonudur. Genel olarak paralel aktif güç filtresi, DA tarafı
endüktanslı diyot/tristör doğrultuculu gibi akım harmonik kaynaklarının harmonik
kompanzasyonu için uygundurlar. Paralel aktif güç filtresi mevcut pasif filtre ile kaynak
empedansı arasındaki harmonik rezonansı azaltma kabiliyetine de sahiptir.
26
Diyot
Doğrultucu
vS
iL
iS
+
pL qL
-
iAF
Paralel Aktif
Filtre
Cd
pAF qAF
vda
ġekil 4.2 Paralel aktif güç filtresi.
4.1.2. Seri aktif güç filtreleri
ġekil 4.3‟te yalnızca seri aktif güç filtresinden oluĢan konfigürasyon
görülmektedir. Seri aktif güç filtresi cihaza, uygun bir trafo üzerinden seri olarak
bağlanmıĢtır. Dolayısıyla bu tipteki aktif güç filtresi, DA tarafı kondansatörlü yüksek
kapasiteli
diyot
doğrultucu
gibi,
gerilim
harmonik
kaynaklarının
harmonik
kompanzasyonuna uygundur.
Diyot
Doğrultucu
vS
vAF
+
Seri
Aktif Filtre
Cda
ġekil 4.3 Seri aktif güç filtresi.
4.1.3. Hibrit aktif/pasif güç filtreleri
ġekil 4.4, ġekil 4.5 ve ġekil 4.6‟da hibrit aktif/pasif filtrelerden üç tanesi
görülmektedir ki bunların amacı verimi arttırmak ve ilk maliyeti azaltmaktır. Paralel
pasif filtre bir veya daha çok ayarlanmıĢ LC filtreden ve/veya yüksek geçiren filtreden
oluĢur. Hibrit filtreler herhangi bir akım harmonik kaynağına uygulanabilirler.
27
Tristörlü
Doğrultucu
vS
Paralel
Aktif Filtre
Cda
Paralel
Pasif Filtre
ġekil 4.4 Paralel aktif filtre ve paralel pasif filtre kombinasyonu.
ġekil 4.4‟te gösterildiği gibi paralel aktif güç filtre ve paralel pasif güç filtre
kombinasyonu doğal komütasyonlu 12-darbeli çeviricinin harmonik kompanzasyonu
için uygulanmıĢtır (Takeda, 1987). Bu tip tasarımlarda maliyet ve performansı en iyi
hale getirmek için dikkat edilmesi gereken önemli noktalardan bir tanesi de;
kompanzasyon için aktif ve pasif filtreler arasında rekabete girmekten sakınmaktır.
Tristörlü
Doğrultucu
vS
Seri
Aktif Filtre
Cda
Paralel
Pasif Filtre
ġekil 4.5 Seri aktif filtre ve paralel pasif filtre kombinasyonu.
28
Tristörlü
Doğrultucu
vS
Seri
Aktif Filtre
Paralel
Pasif Filtre
Cda
ġekil 4.6 Pasif filtreye seri bağlanmıĢ seri aktif filtre kombinasyonu.
ġekil 4.5‟te gösterilen hibrit aktif filtre (Peng, 1990) ve ġekil 4.6„da gösterilen
hibrit aktif filtre (Fujita ve ark., 1991) ticari amaçla uygulanmıĢtır ve sadece harmonik
kompanzasyon için değil kaynak ve yük arasında harmonik izolasyon, gerilim
regülasyonu ve dengesizlik kompanzasyonu da sağlamaktadırlar. Hibrit aktif/pasif
filtrelerde daha baĢka kombinasyonlar da mevcuttur.
4.1.4. BirleĢtirilmiĢ güç kalitesi düzenleyicileri
ġekil 4.7‟de paralel ve seri aktif güç filtrelerinin beraber kullanıldığı BGKD
sistemi görülmektedir. BGKD‟ler bir DA enerji depolama elemanı kondansatöre bağlı
iki tane gerilim kaynağı evirici devresinden oluĢmaktadır. Bu eviricilerden biri AA
hattına seri bağlı diğeri ise paralel bağlıdır. Seri aktif güç filtresi yüklerle güç sistemi
arasında harmonik izolasyon sağlayarak kaynak tarafından gelen harmonik akımlara
karĢı blok oluĢturur. Ayrıca kaynak gerilimi harmonikli veya dengesiz ise yük üzerine
saf sinüzoidal gerilim sağlar (Peng, 1998). Paralel aktif güç filtresi harmonik akım ve
reaktif güç kompanzasyonu ve her iki aktif filtre arasındaki DA geriliminin
regülasyonunu yapar (Akagi, 1996).
29
is
iL
vAF
Doğrusal
olmayan yük
AC şebeke
iC
BGKD
Seri AGF
Paralel AGF
ġekil 4.7 BirleĢtirilmiĢ güç kalitesi düzenleyicileri.
4.2. Güç Devresine Göre Sınıflandırma
Aktif filtrelerde kullanılan güç devresi iki tanedir. Bunlardan ilki gerilim
beslemeli PWM evirici (Akagi ve ark., 1986) ikincisi ise akım beslemeli PWM
eviricidir (Kawahira ve ark., 1983). Dolayısıyla güç devresine göre aktif filtreleri iki
gruba ayırabiliriz;

Akım beslemeli PWM evirici;

Gerilim beslemeli PWM evirici;
is
AC şebeke
iL
Doğrusal
olmayan yük
iC
ida
ġekil 4.8 Akım beslemeli aktif güç filtresi.
ġekil 4.8 akım beslemeli, darbe geniĢlik ayarlı (DGA) evirici köprü yapısını
göstermektedir. Bu yapı doğrusal olmayan yükün harmonik akım ihtiyacını karĢılayan
sinüzoidal olmayan akım kaynağı gibi davranır. Bu tip eviriciler yüksek kayıplıdır.
Ayrıca yüksek güç değerlerinde performans iyileĢtirmek için çok seviyeli veya çok
adımlı modlarda kullanılamazlar.
30
is
AC şebeke
iL
Doğrusal
olmayan yük
iC
vd
ġekil 4.9 Gerilim beslemeli aktif güç filtresi.
Diğer bir evirici ise ġekil 4.9‟da gösterilen gerilim beslemeli DGA evirici
yapısıdır. Bu evirici büyük DA kondansatörlü DA gerilim barasına sahiptir. Bu tip
evirici daha ucuz, çok seviyeli veya çok adımlı versiyonlara geniĢletilebilir, düĢük
anahtarlama frekansları ile performansı iyileĢtirilebilir olduğundan daha yaygındır
(Singh ve ark., 1999; Akagi, 1996; Peng, 1999; Akagi, 1986).
4.3. Kontrol Tekniğine Göre Sınıflandırma
Aktif güç filtrelerinin kontrol tekniği sadece kompanzasyon durumunda değil
aynı zamanda aktif güç filtresinin tasarım sırasında anma gücü içinde önemlidir. Ayrıca
kararlı durumdaki kadar geçici tepkideki filtreleme karakteristiği içinde kontrol tekniği
oldukça önemlidir (Akagi ve ark., 1986).
Aktif güç filtrelerini kontrol tekniğine göre Ģöyle sınıflandırabiliriz;

Zaman Domeni
o Anlık reaktif güç teorisi
o Senkron kontrol algoritması
o Senkron referans yapı tabanlı algoritma

Frekans Domeni
31
4.3.1. Zaman domeni kontrol teknikleri
Zaman domenindeki kontrol stratejisi, harmonikli bozulmuĢ gerilim veya akım
sinyallerinden anlık olarak, kompanzasyon komutlarının gerilim veya akım formunda
elde edilmesine dayanır (Singh, 1999).
Zaman domeninde, anlık reaktif güç teorisi (p-q teorisi), senkron referans yapı
tabanlı algoritma (d-q teorisi), senkron denetim algoritması vb. gibi bir çok kontrol
tekniği geliĢtirilmiĢtir.
Anlık güç teorisi Akagi tarafından (1983) ileri sürülmüĢtür ve yine Akagi ve ark.
(1984) tarafından aktif güç filtrelerinde kontrol tekniği olarak kullanılmıĢtır. Bu teori
geniĢ biçimde kullanılır ve kompanzasyon sinyallerinin elde edilmesinde gerilim ve
akım sinyallerinin αβ dönüĢümü temeline dayanır. Anlık aktif ve reaktif güç, gerilim ve
akım sinyallerinin dönüĢtürülmüĢ terimlerinden hesaplanır. Anlık aktif ve reaktif
güçlerden, harmonik aktif ve reaktif güçler alçak geçiren veya yüksek geçiren filtreler
kullanılarak çıkartılır. Harmonik aktif ve reaktif güçlerden αβ dönüĢümünün tersi
kullanılarak kompanzasyon komutları akım veya gerilim formunda elde edilir (Singh,
1999).
Senkron denetim algoritması anlık reaktif güç teorisine benzemektedir.
Kompanzasyondan sonra kaynaktan çekilen akımların dengeli olması prensibine göre
çalıĢır. Ortalama güç hesaplanır ve üç faza eĢit olarak bölünür. Daha sonra bu sinyal her
bir faz için kaynak gerilimiyle senkron hale getirilir. Bu tekniğin uygulamasının kolay
olmasına rağmen gerilimdeki harmonikler bu yöntemin en büyük dezavantajıdır.
Senkron referans yapı tabanlı algoritmada akım ve gerilim sinyalleri senkron
dönen yapıya dönüĢtürülür. Bu durumda temel frekanstaki büyüklükler DA büyüklük
haline gelirler ve diğer harmonik bileĢenler ise AA bileĢen Ģeklinde olurlar. Harmonik
kompanzasyon komutları AA bileĢenlerden elde edilirler.
Zaman domeni tekniğinin en büyük avantajı güç sistemindeki değiĢmelere karĢı
cevabının çok hızlı olmasıdır. Ayrıca uygulaması kolay ve hesaplamaları sıkıntı verici
değildir. Hızlı cevap kabiliyeti ve kompanzasyon performansının iyi olması,
1990‟lardan sonra zaman domeni tekniğinin frekans domeni tekniğine göre çok daha
fazla kullanılmasına neden olmuĢtur. Güç anahtarlama elemanlarının ve yüksek
performanslı dijital sinyal iĢleme elemanlarının geliĢimi ile kontrol tekniklerindeki
geliĢmeler de son yıllarda hız kazanmıĢtır (Chen, 2004).
32
4.3.2. Frekans domeni kontrol teknikleri
Frekans domeninde kontrol stratejisi, kompanzasyon komutlarının oluĢturulması
için, bozulmuĢ gerilim veya akım sinyallerinin fourier analizi temeline dayanır (Grady,
1990). Fourier dönüĢümleri kullanılarak kompanzasyon harmonik bileĢenleri,
harmonikli sinyallerden elde edilir ve birleĢtirilerek kompanzasyon komutlarının
üretilmesinde kullanılır. Etkin bir kompanzasyon için aktif güç filtresinin anahtarlama
frekansı genel olarak en yüksek derecede kompanze edilecek harmonik frekansının iki
katında tutulur. Fourier dönüĢümün anlık uygulamaları (doğrusal olmayan denklem
setlerinin çözümünde) karıĢık hesaplamalar içerir ve sonuç tepki süresi uzundur (Singh,
1999).
Kontrol sinyalinin geçmiĢ verilerden hesaplanmasından dolayı bu teknik,
bozulmanın periyodik karakteristiğine bağlıdır. Frekans domeni tekniğinin dezavantajı,
hesaplamaların çokluğu, hesaplama miktarının filtrelenecek harmonik derecesinin
artmasıyla daha da artması ve cevap süresinin uzamasıdır (Chen, 2004).
33
5. REFERANS AKIM BULMA YÖNTEMLERĠ
AGF‟nin denetim yöntemlerinin önemli unsurlarından bir tanesi olan referans
akım bulma yöntemi; AGF‟nin, harmonik kaynağın Ģebekeden çektiği harmonikli akımı
yok etmek ve reaktif gücü kompanze etmek amacıyla AGF‟nin sisteme vermesi gereken
akımın matematiksel olarak hesaplanmasını ifade eder. Bu bölümde bu yöntemlerden
yaygın olarak kullanılan anlık reaktif güç teorisi, senkron denetim algoritması ve
senkron
referans
yapı
tabanlı
kontrolden
bahsedilecek
ve
bu
çalıĢmada
gerçekleĢtirilecek PAGF prototipinde kullanılacak referans akım bulma yöntemi olan
anlık reaktif güç teorisi ayrıntılı olarak anlatılacaktır.
5.1. Anlık Reaktif Güç Teorisi
p-q teorisi olarak da bilinen anlık reaktif güç teorisi ilk kez Akagi tarafından
aktif güç filtrelerinin kontrolüne uygulanmak amacıyla ileri sürülmüĢtür (Akagi ve ark.,
1984). BaĢlangıçta ġekil 5.1‟de gösterilen nötr iletkeni olmayan üç fazlı sistemler için
geliĢtirilen teori daha sonra 3-fazlı 4-telli sistemler içinde uygulanmak için
geliĢtirilmiĢtir (Watanabe ve ark., 1993; Aredes, 1995).
Bu teori zaman ekseninde tanımlanmıĢ anlık güçler seti temeline dayanır.
Gerilim ve akım dalga Ģekillerinde herhangi bir sınırlama yoktur, ve nötr iletkeni olan
veya olmayan üç fazlı sistemlerdeki genel gerilim ve akım dalga Ģekillerine de
uygulanabilir. Ayrıca, bu teori sadece kararlı durumda değil aynı zamanda geçici
durumda da doğrudur.
ia
VA
VC
ZA
ZC
VB
ic
ib
ġekil 5.1 3 fazlı 3 telli sistem.
ZB
34
ġekil 5.2‟de a-b-c koordinatlarındaki, a, b, c eksenleri aynı düzlem üzerinde
birbirlerinden 120° faz farklı durumdadırlar. Anlık uzay vektörleri va ve ia, a ekseni
üzerindedirler ve genlikleri ve yönleri zamana bağlı olarak değiĢmektedir. Aynı Ģekilde
vb ve ib, b ekseni üzerinde, vc ve ic ise c ekseni üzerindedirler. Bu uzay vektörleri Clarke
dönüĢümü olarak da bilinen αβ dönüĢümü ile kolaylıkla αβ eksenlerinde durağan
yapıdaki vα, vβ, iα, iβ anlık gerilim ve akımlara dönüĢtürülür.
(5.1)
(5.2)
αβ koordinatlarında α ve β eksenleri birbirlerine diktir ve α ekseni ile a ekseni birbirine
paraleldir. Burada da vα ve iα, α ekseni üzerinde, vβ ve iβ, β ekseni üzerindedirler ve
genlikleri ve yönleri (+,-) zamana bağlı olarak değiĢmektedir.
β ekseni
b ekseni
vb,ib
vβ,iβ
120˚
120˚
120˚
va,ia
a ekseni
.
vα,iα
α ekseni
vc,ic
c ekseni
ġekil 5.2 abc ekseninden αβ eksenine dönüĢüm.
3 fazlı sistemlerdeki anlık güç Denklem 5.3‟te gösterildiği gibi ifade
edilmektedir.
(5.3)
burada p Denklem 5.4‟teki geleneksel güce eĢittir.
35
(5.4)
Anlık reaktif gücü tanımlayabilmek için yeni bir anlık sanal güç uzay vektörü
Denklem 5.5‟teki gibi tanımlanmıĢtır.
(5.5)
ġekil 5.3‟te αβ koordinatlarındaki akım ve gerilimin anlık uzay vektörleri
görülmektedir. ġekil incelenecek olursa, q uzay vektörü sağ el kuralı uygulandığında
oluĢturulan sanal eksen vektörüdür ve αβ koordinatlarının bulunduğu gerçek yüzeye
diktir. Sistem incelenmeye devam edilirse, vα iα‟ya vβ ise iβ‟ya paralel, vα iβ‟ya vβ ise iα
diktir. Dolayısıyla geleneksel anlık gerçek güç p ve anlık sanal güç q Denklem 5.6‟daki gibi
yazılabilir.
(5.6)
q
sanal eksen
vα x i β
iβ
P [W]
gerçek yüzey
vα
vβ x i α
β
vβ
iα
α
ġekil 5.3 αβ koordinatlarında anlık uzay vektörleri.
Denklem 5.6‟da vα.iα ve vβ.iβ açık bir Ģekilde anlık gerçek gücü ifade etmektedir.
Çünkü bu terimler aynı eksendeki anlık gerilim ile anlık akımın çarpılması Ģeklinde
tanımlanmıĢtır. Dolayısıyla p üç fazlı devrelerdeki anlık gerçek güce karĢılık
gelmektedir ve birimi [W]‟dır. Diğer taraftan, vα.iβ ve vβ.iα anlık güç değildir çünkü
birbirine dik olan eksenlerdeki anlık akım ve anlık gerilimlerin çarpılması ile elde
edilmiĢtirler. Bu nedenle q geleneksel bir elektriksel büyüklük olarak ele alınamaz ve
36
birimi [W], [VA], [var] olmayan yeni bir büyüklüğün tanımlanması gerekir. q‟nun
birimi “Ġmajiner Volt Amper [IVA]” olarak tanımlanmıĢtır (Akagi ve ark., 1984).
Üç fazlı dengeli sinüzoidal gerilimle beslenen, dengeli doğrusal bir yükün
geleneksel aktif (P) ve reaktif (Q) güçlerinin denklemlerinin elde edilmesi için akım ve
gerilimler Denklem 5.7 ve Denklem 5.8‟deki gibi kabul edilmiĢtir.
(5.7)
(5.8)
Buradan Clarke dönüĢümü kullanılarak αβ koordinatlarındaki akım ve gerilim
ifadeleri elde edilir:
(5.9)
(5.10)
Dolayısıyla Denklem 5.6, 5.9 ve 5.10‟dan güç eĢitlikleri aĢağıdaki gibi
yazılabilir:
(5.11)
(5.12)
Bu denklemler geleneksel güç ifadeleri ile anlık reaktif güç teorisi ifadelerinin
eĢitliğini göstermektedir. Bu eĢitliği üç fazlı dengeli sinüzoidal gerilimle beslenen
doğrusal olmayan yükler için de sağlamak amacıyla gerilimleri Denklem 5.7‟deki gibi
akımları ise Denklem 5.13‟teki gibi kabul edelim.
37
(5.13)
Buradan αβ koordinatlarındaki akım ifadeleri elde edilir:
(5.14)
Denklem 5.6, Denklem 5.9 ve Denklem 5.14 kullanılarak güç bileĢenlerinin
ifadeleri elde edilebilir:
(5.15)
(5.16)
Bu denklemler incelenerek güç ifadelerini aĢağıdaki bileĢenler Ģeklinde yazmak
mümkündür:
(5.17)
Denklem 5.17‟deki ifadelerde ( ˉ ) ortalama değeri ve ( ˜ ) ise ortalama değeri
sıfır olan dalgalı bileĢeni ifade etmektedir. Bu güç bileĢenlerini elde etmek için doğrusal
38
olmayan bir yük olan diyot doğrultuculu bir sistem üzerinde simülasyon yapılmıĢtır.
Simülasyon parametreleri Tablo 5.1‟de verilmiĢtir. Sonuçta elde edilen anlık gerçek güç
(p) ve anlık sanal güç (q) bileĢenleri ġekil 5.4 ve ġekil 5.6‟da sırasıyla görülmektedir.
Ayrıca ġekil 5.5 ve ġekil 5.7‟de bu güç bileĢenlerinin AA ve DA bileĢenleri de ayrı ayrı
verilmiĢtir.
Tablo 5.1 Diyot doğrultuculu yük için simülasyon parametreleri.
Vff(rms)
380V
f
50Hz
Ls
1mH
Yük
40ohm, 1mH
ġekil 5.4 Anlık gerçek güç (p).
ġekil 5.5 Anlık gerçek gücün DA ve AA bileĢenleri (
).
39
ġekil 5.6 Anlık sanal güç (q).
ġekil 5.7 Anlık sanal gücün AA ve DA bileĢenleri (
).
Denklem 5.15 ve 5.16‟dan aĢağıdaki sonuçlar yazılabilir:
(5.18)
40
Burada
ve
, dalgalı bileĢenler olan
ve „nun rms değerleridir. Yukarıdaki
denklemler yeni teori ile geleneksel teori arasındaki bağıntıları açıkça ortaya
koymaktadır.
Gerçek gücün (p), ortalama değeri yani , bu örnekte geleneksel ortalama güce
karĢılık gelmektedir. Gerçek gücün dalgalı bileĢeni
, akım harmoniklerinin sebep
olduğu ve kaynaktan yüke ve yükten kaynağa transfer edilen saniyedeki enerji miktarını
ifade etmektedir ve ortalaması sıfırdır. Sanal gücün (q) ortalaması, yani , geleneksel
reaktif güce karĢılık gelmektedir. q‟nun dalgalı bileĢeni
ise, her fazdaki harmonik
reaktif güçtür ve anlık olarak toplandıklarında sıfırdır. Sanal güç
anlık enerji
transferine katkıda bulunmaz, aynı zamanda her fazda reaktif akım olarak oluĢurlar ve
iletken kesitinin bir kısmını iĢgal ederler (Watanabe ve ark., 1993).
Denklem 5.18‟den geleneksel harmonik güç H‟nin dalgalı gerçek ve dalgalı
sanal güçlerden oluĢtuğunu görmek mümkündür. Ayrıca bu durumda görünür gücü de
aĢağıdaki gibi ifade etmek mümkündür:
(5.19)
Dolayısıyla burada elde edilen ifadeler, doğrusal durumlarda güç üçgeni ile
gösterilirken doğrusal olmayan durumlarda ġekil 5.8‟de görülen güç dörtyüzlüsü ile
gösterilebilir (Watanabe ve ark., 1993).
S
H
Q
γ
φ1 φ
P
ġekil 5.8 Güç dörtyüzlüsü.
ġekil 5.8‟den çeĢitli sistemin önemli güç faktörleri çıkartılabilir:

Yer değiĢtirme veya temel güç faktörü: cosϕ1
41

Bozulum faktörü: cosγ

Güç faktörü veya toplam güç faktörü: cosϕ = cosϕ1. cosγ
Simülasyon sonucunda elde edilen güç dörtyüzlüsü bileĢenleri ġekil 5.9‟da
görülmektedir.
S=13350 VA
H=3237
Q=2120 VAR
S1=12950 VA
14˚
9,4˚ 16,85˚
P=12775W
ġekil 5.9 Güç dörtyüzlüsü değerleri.

Yer değiĢtirme veya temel güç faktörü: cos(9,4)=0,9865

Bozulum faktörü: cos(14)=0,971

Güç faktörü veya toplam güç faktörü: cos(16,85)=0,9571
Denklem 5.6 ve 5.17‟deki ifadeler göz önünde bulundurulursa αβ sistemindeki
güç ifadesi sonuç olarak aĢağıdaki gibi yazılabilir:
(5.20)
Yukarıdaki örnekler dengesiz ve 3-fazlı 4-telli sistemler içinde aynı Ģekilde
uygulanabilir (Watanabe ve ark., 1993; Huang ve ark., 1999).
Aktif güç filtrelerinin kontrol algoritmasında kullanılacak güç bileĢenlerine göre,
yalnızca harmonik kompanzasyonu, yalnızca reaktif güç kompanzasyonu veya aynı
anda hem harmonik ve hem de reaktif güç kompanzasyonu yapılabilmektedir. Bu
kompanzasyonlardan hangisi aktif güç filtresi ile yapılacaksa ona uygun güç bileĢenleri
elde edilmeli ve filtre referans akımları (icα, icβ) hesaplanmalıdır.
Bu hesaplamayı yapmak için Denklem 5.20‟den αβ koordinatlarındaki akımlar
için aĢağıdaki eĢitlik yazılabilir:
42
(5.21)
Aktif güç filtresi ile sadece harmonik kompanzasyonu yapılacaksa, gerçek gücün
dalgalı bileĢeni ( ) ile sanal gücün dalgalı bileĢeninin ( ) zıt iĢaretlisi kullanılarak
referans akımları hesaplanmalıdır. (Denklem 5.22).
(5.22)
Eğer aktif güç filtresi ile sadece reaktif güç kompanzasyonu yapılacaksa, sanal
gücün doğru bileĢeninin ( ) zıt iĢaretlisi kullanılarak referans akımları hesaplanmalıdır.
(Denklem 5.23).
(5.23)
Son olarak aktif güç filtresi ile hem harmonik hem de reaktif güç
kompanzasyonu birlikte kompanze edilecekse, gerçek gücün dalgalı bileĢeni ( ), sanal
gücün hem dalgalı ( ) hem de doğru bileĢeni ( ) kullanılarak filtre için gerekli referans
akımları hesaplanmalıdır. (Denklem 5.24).
(5.24)
Denklem 5.22, 5.23 veya 5.24‟ten elde edilen αβ koordinatlarındaki referans
filtre akımlarının a-b-c koordinatlarındaki değerlerini bulmak için Clarke dönüĢümünün
tersi kullanılır ve Denklem 5.25‟teki eĢitlik elde edilmiĢ olur.
(5.25)
43
Böylece kompanze edilmek istenen güç bileĢenlerini oluĢturan akımların tersi
yönünde akımlar üretmesi gereken aktif güç filtresi için, a-b-c koordinatlarında referans
akımlar elde edilmiĢ olur.
5.2. Senkron Denetim Kontrolü
Senkron denetim kontrolü (Jou, 1995), anlık reaktif güç teorisine benzemektedir.
Kompanzasyondan sonra kaynaktan çekilen akımların dengeli olması prensibine göre
çalıĢır. Ortalama güç hesaplanır ve üç faza eĢit olarak paylaĢtırılır. Bu sinyal her bir faz
için kaynak gerilimiyle eĢzamanlı hale getirilir. Bu tekniğin uygulamasının kolay
olmasına karĢın gerilimdeki harmoniklerin kompanzasyon performansına olumsuz etkisi
bu yöntemin en büyük dezavantajıdır.
5.3. Senkron Referans Yapı Tabanlı Kontrol
Senkron referans yapı tabanlı kontrolde (Bhattacharya ve ark., 1991), ölçülen 3
fazlı yük akımları d-q dönen referans yapıya çevrilirler. Senkron referans yapıda, 3 fazlı
AA gerilimle senkronize Ģekilde ve sabit hızla dönen referans yapı oluĢturulur. Bu
referans yapının oluĢturulmasında Phase-Locked Loop (PLL) sistemleri kullanılır. Bu
durumda d-q eksenlerindeki bileĢenlerin AA ve DA bileĢenleri vardır. Akımların ana
bileĢenleri d-q eksenlerindeki DA bileĢenlere karĢılık gelmektedir. AA bileĢenler ise
akımların harmonik bileĢenlerine karĢılık gelir. Bu bileĢenler alçak geçiren veya yüksek
geçiren filtreler yardımıyla bulunur. Bu kontrolde kaynak gerilim bilgisine gerek yoktur
ancak faz açı bilgileri elde edilmelidir. Senkron referans yapı tabanlı kontrolün avantajı
gerilim harmoniklerinden ve dengesizliklerinden etkilenmemesidir (Marques, 1998).
44
6. AKIM KONTROL YÖNTEMLERĠ VE ÖNERĠLEN ADAPTĠF HĠSTEREZĠS
BAND (AHB) AKIM KONTROL YÖNTEMĠ
AGF‟nin denetim yöntemlerinin önemli unsurlarından bir diğeri olan akım
kontrol yöntemi; AGF için hesaplanan referans akımların anahtarlama elamanları
kullanılarak üretilmesini ifade eder. Paralel aktif güç filtresi uygulamalarında evirici
çıkıĢ akımı kontrol edilerek gerekli kompanzasyon akımları üretilmektedir. DGA
kontrol metotları arasında bunu en kolay ve etkin olarak yapan kontrol metodu histerisiz
bant DGA olduğu için paralel aktif güç filtresi uygulamalarında en çok bu anahtarlama
metodu tercih edilmektedir (Kazmierkowski ve ark., 1998). Bu bölümde yarı iletken
devre elemanları için anahtarlama sinyallerinin üretilmesinde kullanılan yöntemlerden,
histerezis bant kontrolü, doğrusal akım kontrolü, ölü bant akım kontrolünden kısaca
bahsedilecek ve gerçekleĢtirilen sistemde kullanılan adaptif histerezis bant (AHB) akım
kontrol yöntemi anlatılacaktır.
6.1. Histerezis Bant Akım Kontrolü
Histerisiz bant akım kontrolünün prensip seması ġekil 6.1‟de gösterilmiĢtir.
Evirici çıkıĢındaki akımı denetlemek için çıkıĢ akımlarıyla referans akımlar
karĢılaĢtırılır. Elde edilen hata sinyalleri histerisiz denetleyicilere uygulanarak
anahtarlama sinyalleri üretilir. Her fazın histerisiz denetleyicisi o faza ait akım hatasını
belirli bir tolerans bandı içinde tutacak Ģekilde anahtarlama sinyalleri üretir. Hata sinyali
histerezis bandın üst sınırına ulaĢtığında S4 anahtarı iletime geçerek akımın düĢmesini
sağlar, hata sinyali histerezis bandın alt sınırına ulaĢtığında ise S1 anahtarı iletime
geçerek akımın artması sağlanır. Bu iĢlem de referans sinyal değiĢse bile hata sinyali
histerisiz bant sınırları arasında tutulduğu için çıkıĢ akımının referans sinyali takip
etmesi sağlanmıĢ olur.
Histerezis bant akım kontrolünün uygulanması basit ve performansı çok
yüksektir, bunun yanında değiĢken anahtarlama frekansı gibi önemli dezavantajları da
vardır (Buso ve ark., 1998).
45
Iref
+
-
S1
Ierr
S4
Histerezis
Kontrol
Ifa
Ifa+
2
1
3
S1
S1
S4
HB
Ifa-
S1
S4
S4
ġekil 6.1 Histerezis bant akım kontrolü prensip Ģeması.
Paralel aktif güç filtresi uygulamalarının bir çoğunda DA tarafı nötr hattından
ayrı sistemler kullanılmaktadır (ġekil 6.2). Bu durumda güç devresinin her bir fazındaki
çıkıĢ gerilimi, diğer fazlara ait anahtarların kapalı veya açık olma durumuna göre
değiĢmektedir. Tablo 6.1„de eviricinin anahtar konumları ve bu durumlardaki faz
gerilimleri görülmektedir (Kale, 2009). S1 anahtarı kapandığında “a” fazının gerilimi 0,
1/3, 2/3Vda değerlerini alabilir. S4 anahtarın kapandığında ise 0, -1/3, -2/3Vda değerlerini
alabilir. ġekil 6.3‟te bir anahtarlama periyodu boyunca eviricinin “a” fazı çıkıĢ gerilim
ve akım dalga Ģekli görülmektedir. Kaynak geriliminin iĢaretine ve değerine bağlı
olarak S1 anahtarı kapandığında faz akımı yükselip düĢebilir, S4 anahtarı kapatıldığında
ise akım sürekli düĢer (Bose ve ark., 1990).
46
ġekil 6.2 Gerilim beslemeli evirici.
Tablo 6.1 Anahtarlama durumlarına göre faz-nötr ve fazlar arası gerilimler.
Gerilim
V0
V1
V2
V3
V4
V5
V6
V7
Anahtarlama
S1
S3
S5
0
0
0
1
0
0
1
1
0
0
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
1
1
1
1
Faz-Nötr Gerilimi
Va
Vb
Vc
0
0
0
2Vda/3
- Vda/3
- Vda/3
Vda/3
Vda/3
-2Vda/3
-Vda/3
2 Vda/3
- Vda/3
-2 Vda/3
Vda/3
Vda/3
- Vda/3
- Vda/3
2 Vda/3
Vda/3
-2 Vda/3
Vda/3
0
0
0
Fazlar Arası Gerilim
Vab
Vbc
Vca
0
0
0
Vda
0
- Vda
0
Vda
- Vda
- Vda
Vda
0
- Vda
0
Vda
0
- Vda
Vda
Vda
- Vda
0
0
0
0
ġekil 6.3 Bir periyot boyunca a fazı filtre akımı ve gerilimi dalga Ģekli.
Anahtarlama hızı; histerisiz bandın geniĢliğine, Lf bobin değerine, kaynak
geriliminin büyüklüğüne ve DA tarafındaki gerilimin büyüklüğüne bağlıdır. Bobinin
veya histerisiz bandın büyük olması veya Vda‟nın küçük olması akımın yükselme hızını
47
ve anahtarlama frekansını küçültür. Bobinin veya histerisiz bandın küçük olması veya
Vda‟nın büyük olması akımın yükselme hızını ve anahtarlama frekansının büyük
olmasını sağlar. Akımın yükselme hızı dolayısıyla anahtarlama frekansının değeri
paralel aktif güç filtresinin yok edeceği harmoniklerin derecesiyle ilgilidir. Anahtarlama
frekansı yeterince büyükse yüksek dereceli harmoniklerin de kompanzasyonu
yapılabilir (Kale, 2004).
6.2. Doğrusal Akım Kontrolü
Doğrusal akım kontrolü genel olarak, hata sinyalinin PI kontrolör çıkıĢında
oluĢturduğu referans sinyalin üçgen modülasyon sinyali ile karĢılaĢtırılması ve evirici
anahtarlama sinyallerinin oluĢturulması ile gerçekleĢtirilir. (Buso ve ark., 1998; Chen ve
ark., 2004). ġekil 6.4‟te doğrusal taĢıyıcı tabanlı akım kontrolünün prensip Ģeması
verilmektedir. Paralel aktif güç filtresinin kontrol algoritması tarafından üretilen
referans akımlardan filtre çıkıĢındaki akımlar çıkartılarak ihata akım hata sinyali elde
edilir. PI kontrolör kullanılarak referans gerilim sinyali (Vref) üretilir. Anahtarlama
sinyallerini üretmek için bu gerilim sinyali taĢıyıcı sinyal olarak adlandırılan üçgen
dalga Ģekline sahip sinyalle karĢılaĢtırılır. Vref gerilim sinyalinin üçgen sinyalden büyük
olduğu yerlerde S4 anahtarı, küçük olduğu yerlerde ise S1 anahtarı iletime geçer. Bu
iĢlem üç fazlı sistemlerde her faz için ayrı ayrı yapılarak o faza ait kollardaki anahtarlar
kontrol edilir. TaĢıyıcı sinyalin frekansı anahtarlama frekansını vermektedir (Kale,
2009).
Iref
+
Ierr
-
Vref
PI
+
-
S1
S4
Ifa
Vüçgen
ġekil 6.4 Sinüzoidal PWM.
6.3. Sayısal Ölü-Bant Kontrolü
Sayısal ölü-bant kontrol, takip eden modülasyon periyodunun sonunda faz
akımının referans faz akımına ulaĢması için faz gerilimini hesaplar. Hesaplamalar
48
genellikle αβ referans yapıda yapılmakta ve sayısal uygulamalar için uygun olan uzay
vektör modülasyonu (SVM) kullanılmaktadır (Buso ve ark., 1998). SVM‟nin amacı,
uygun anahtarlama kombinasyonlarının bulunması ve geçerli modülasyon Ģekli göz
önünde bulundurularak bunların açık kapalı oranlarının belirlenmesidir. SVM, güç
devresindeki anahtarların açık veya kapalı kombinasyonlarının oluĢturduğu altı
bölgeden oluĢan kompleks yüzeyde uygulanır (Chen ve ark., 2004). Sinüzoidal PWM
ve histerisiz bant PWM‟de farklı kollardaki anahtarlar birbirinden bağımsız olarak
kontrol edilmektedir. SVM‟de ise her bir koldaki anahtarlar birbirine bağımlı olarak
kontrol edilir. Anahtarlama sinyallerini elde etmek için αβ ekseninde referans filtre
akımları evirici çıkıĢındaki akımlardan çıkartılarak akım hata sinyalleri elde edilir.
Sayısal ölü-bant kontrol kullanılarak akım hata sinyallerinden SVM için gerekli referans
gerilim sinyalleri elde edilir (Kale, 2009). Güvenilir olmasına rağmen, uzay vektör
modülasyonu iĢlem karmaĢıklığından dolayı düĢük cevap hızına sahiptir (Chen ve ark.,
2004).
6.4. Önerilen AHB Akım Kontrolü
Klasik histerezis bant akım kontrolünde sistemin yük değiĢimlerinde sistem
performansı olumsuz etkilenmektedir. Bu yöntemde yükün normal durumdan büyük
olduğu durumlarda belirlenen histerezis band aralığı yüke göre küçük olduğu için
anahtarlama frekansı gereksiz yere artmaktadır. Bunun sonucunda sistemde anahtarlama
kayıpları artmakta ve sistem verimliliği düĢmektedir. Ayrıca sistemin anahtarlama
frekansının çok yükselmesi uygulanabilirlik açısından problemler çıkarmaktadır. Yükün
normal durumdan küçük olduğu durumlarda ise belirlenen histerezis band aralığı yüke
göre büyük olduğu için anahtarlama frekansı yetersiz kalmakta ve filtre akımı referans
akımları takip edememektedir. Bunun sonucunda THD sınırları istenilen seviyenin
üzerine çıkarak standartları sağlamamaktadır.
Bu problemlerin giderilmesi çalıĢmalarında histerezis band aralığı bulanık
mantık yöntemleri ile hesaplanarak dinamik olarak değiĢtirilmektedir. Ancak bu
çalıĢmalar simülasyonlar üzerine yapılmıĢ ve çok yüksek anahtarlama frekanslarına
gerek duyduğundan pratik olarak uygulanabilirliği değerlendirilememiĢtir. Ancak bu
çalıĢmada önerilen yöntemde pratik olarak uygulanabilirlik dikkate alınmaktadır.
Bu problemleri ortadan kaldırmak için önerilen adaptif histerezis band (AHB)
akım kontrol yönteminde, histerezis band geniĢliğinin değeri yükün ortalama gücüne
49
adaptif hale getirilmektedir. Bunun için alçak geçiren bir filtre ile yükün anlık gerçek
gücünün DA bileĢeni elde edilerek ve bu değer histerezis band aralığının
belirlenmesinde kullanılarak değiĢken bir histerezis band oluĢturulmaktadır. Burada
anahtarlama frekansının düĢük yüklerde aĢırı artmaması için histerezis band aralığının
en düĢük değeri sabit olarak belirlenmektedir.
Bu yöntemle, sistemde yük değiĢimi olsa bile histerezis band geniĢliği orantılı
olarak değiĢtirildiği için sistem performansı belirli seviyede tutulabilmektedir. Yükün
artmasıyla birlikte histerezis band aralığı da arttığından, anahtarlama frekansı düĢmekte
ve gereksiz anahtarlama THD standartları sağlanacak seviyede düĢürülmektedir. Yükün
azalmasıyla histerezis band aralığının da küçülmesi sonucunda THD standartlarının
sağlanabilmesi, anahtarlama frekansının arttırılması ile mümkün olmaktadır. Ancak
burada anahtarlama frekansının üst sınırının sistem donanımlarıyla ilgili olması ve
uygulanabilir olması için belirlenmesi gerekmektedir. Bu da histerezis band aralığının
en küçük değerinin sistem parametrelerine uygun olarak sabit bir değer olarak
belirlenmesi ile çözülmektedir.
Bu yöntemin histerezis band aralığının dinamik olması dıĢında çalıĢma prensibi
olarak klasik histerezis band akım kontrol yönteminden baĢka bir farklılığı yoktur.
Sistemin çalıĢma prensibi klasik histerezis band ile aynı olduğu için burada detaylı
anlatılmaya gerek duyulmamıĢtır. Önerilen yöntemin klasik histerezis band yöntemi ile
karĢılaĢtırılması ve performansının incelenmesi ileriki bölümlerde anlatılmaktadır.
50
7. AHB AKIM KONTROLLÜ PAGF’NĠN MATLAB’DA SĠMÜLASYONU
Önerilen AHB akım kontrolünün kullanıldığı PAGF‟nin simülasyonunda
MATLAB eklentisi olarak sunulan Simulink paket programı kullanılmıĢtır. Bu paket
programla dinamik sistemlerin sürekli, kesik ya da her ikisini de içeren sistemlerin
simülasyon ve analizlerini yapmak mümkündür. Paket program içerisinde sistem
modellenmesinde kullanılmak üzere çok geniĢ bir blok kütüphanesi de mevcuttur.
“SimPowerSystems”, simulink paket programı içerisinde elektrik güç sistemlerinin
modellenmesi için hazır bloklar içeren bir araç kutusudur.
Simülasyonlar hem klasik histerezis band akım kontrolü kullanılarak hem de
önerilen AHB akım kontrolü kullanılarak gerçekleĢtirilmektedir. MATLAB modelinin
oluĢturulma aĢaması ayrı ayrı anlatılmakta ve elde edilen sonuçlar karĢılaĢtırmalı olarak
yorumlanmaktadır. Yük değiĢiminin olduğu sistemlerde iki yöntemin performansı
karĢılaĢtırılarak önerilen yöntemin avantajları gösterilmektedir.
7.1. 3 Fazlı Sistemden 2 Fazlı Sisteme DönüĢüm
ġekil 7.1‟de 3 fazlı anlık akım ve gerilim değerleri kullanılarak, 2 fazlı αβ
durağan yapıdaki akım ve gerilim değerlerinin hesaplanmasında kullanılan blok
diyagram görülmektedir.
I_lo
I
V_s
V
K*u
2
i_alfa-beta
Gain
K*u
1
v_alfa-beta
Gain1
ġekil 7.1 3 faz akım ve gerilimlerin 2 fazlı sisteme dönüĢüm blok diyagramı.
Burada anlık akım ve gerilim ölçüm değerleri Denklem 5.1 ve Denklem 5.2‟de
verilmiĢ dönüĢüm matrisleri kullanılarak αβ durağan yapısına dönüĢtürülmüĢtür.
51
7.2. Anlık Güçlerin Hesaplanması
ġekil 7.2‟de Denklem 5.6‟da eĢitliği verilen, anlık gerçek güç ( p ) ve anlık sanal
güç ( q ) değerlerinin hesaplandığı blok diyagram görülmektedir.
butter
1
v_alfa_beta
MATLAB
Function
-1
MATLAB Fcn
Matrix
Multiply
2
Gain
Analog
Filter Design
Product
i_alfa_beta
-1
ġekil 7.2 Anlık gerçek güç ve anlık sanal gücün hesaplandığı blok diyagram.
Gain1
7.3. DA Kondansatör Gerilimi Kontrolü
Aktif güç filtresinin DA tarafında gerilim kaynağı olarak kondansatör
kullanılmaktadır. Dolayısıyla bu kondansatörün geriliminin belirli bir değerde sabit
tutulması gerekmektedir. Bunun için evirici harmonik ve reaktif güç kompanzasyonu
için akım üretirken aynı zamanda DA kondansatör gerilimini de belirli seviyede tutması
gerekmektedir.
ġekil 7.3‟te eviricinin DA tarafında bulunan kondansatör geriliminin istenilen
değerde sabit tutulmasını sağlamak amacıyla oluĢturulan blok diyagramı görülmektedir.
Vdc
PI
1
P_kayip
750
ġekil 7.3 DA kondansatör gerilim kontrolü blok diyagramı.
7.4. Harmonik ve Reaktif Kompanzasyon Ġçin Gerekli Güç BileĢenleri
Denklem 5.17 ve Denklem 5.24 dikkate alınarak harmonik ve reaktif güç
kompanzasyonu için gerekli güç bileĢenleri olan (
) ve (
) değerlerinin bulunduğu
blok diyagram ġekil 7.4‟te görülmektedir. Burada gerçek gücün DA bileĢenini bulmak
için kesim frekansı 30Hz olan ikinci dereceden bir alçak geçiren filtre kullanılmıĢ ve
2
q
52
gerçek güçten, gerçek gücün DA bileĢeni çıkarılarak, gerçek gücün dalgalı bileĢeni
bulunmuĢtur.
butter
-1
1
p
Gain2
1
Analog
Filter Design
p,q
2
P_kayip
-1
2
q
Gain1
ġekil 7.4 Gerçek güç dalgalı bileĢeni ( ) ve sanal güç (q) hesaplama blok diyagramı.
7.5. 3 Fazlı Sistemde Kompanzasyon Akımlarının Hesaplanması
Denklem 5.24 ve 5.25 göz önüne alınarak, gerçek gücün dalgalı bileĢeni (
),
sanal güç ( q ) ve αβ koordinat sistemindeki gerilim ve akım değerleri kullanılarak 2
fazlı kompanzasyon akımlarının hesaplanması ve bu akımlardan 3 fazlı koordinat
sistemindeki kompanzasyon akımlarının bulunması için hazırlanan blok diyagram ġekil
7.5‟te görülmektedir.
1
v_alfa_beta
2
MATLAB
Function
MATLAB Fcn1
1
i_a_c
Matrix
Multiply
Product1
K*u
Gain
2
i_b_c
3
p_c
i_c_c
3
q_c
ġekil 7.5 Kompanzasyon akımlarının hesaplandığı blok diyagram.
7.6. Evirici Anahtarlama Sinyallerinin Üretilmesi
ġekil 7.6 klasik histerezis bant yöntemi ile akım kontrolü için üretilen
anahtarlama sinyallerinin oluĢturulduğu blok diyagramı göstermektedir. Bu diyagramda
referans akımlarla filtre akımları karĢılaĢtırılmakta ve hata durumuna ve belirlenen
tolerans bandına göre gerekli anahtarlama sinyalleri üretilmektedir. Histerezis bant
yöntemi önceki bölümlerde ayrıntılı olarak açıklanmıĢtır.
53
2
i_ref
1
i_fb
1
gate_sig
ġekil 7.6 Klasik histerezis bant akım kontrolü ile anahtarlama sinyallerinin üretildiği blok diyagram.
>0
du/dt
<0
2
i_ref
>=
1
S
Q
R
!Q
S
Q
R
!Q
S
Q
R
!Q
<=
i_fb
-K-
>0
du/dt
<0
>=
1
gate_sig
<=
-K-
>0
du/dt
<0
>=
-K<=
P_r
-K-
>= 0.5
< 0.5
0.5
ġekil 7.7 AHB yöntemi ile anahtarlama sinyallerinin üretilmesi blok diyagramı.
ġekil 7.7‟de adaptif histerezis bant yöntemi ile anahtarlama sinyallerinin
üretilmesi için oluĢturulmuĢ blok diyagram görülmektedir. AHB yönteminde histerezis
band için belirlenen tolerans band klasik histereziste olduğu gibi sabit değildir. Bu
yöntemde histerezis bandın geniĢliği yükün gerçek gücünün DA bileĢeni ile orantılı
54
olarak değiĢtirilmektedir. Histerezis band alt sınırı olarak 0.5A değeri seçilmiĢtir.
Histerezis bandın değiĢimini sağlayan P_r değiĢkeni ġekil 7.8‟de verilen blok diyagram
ile hesaplanmaktadır.
MATLAB
Function
1
v_alfa_beta
MATLAB Fcn
2
butter
P_r
Matrix
Multiply
Analog
Filter Design1
Product
i_alfa_beta
ġekil 7.8 P_r değerinin hesaplandığı blok diyagram.
7.7. PAGF Güç Devresi
ġekil 7.9 AGF evirici kısmının blok diyagramını göstermektedir. Anahtarlama
elemanı olarak IGBT kullanılmıĢtır. Eviricinin DA tarafında gerilim kaynağı olarak
kondansatör kullanılmıĢtır. Filtre çıkıĢlarına ise filtre bobinleri seri olarak bağlanmıĢtır.
DA kondansatör geriliminin kontrolü için gerekli olan kondansatör gerilim değerinin
g
C
g
C
E
m
E
E
m
g
C
m
ölçümü de bu blok diyagramında görülmektedir.
1
2
+
v
-
3
g
C
g
C
m
E
m
E
g
C
C
E
B
m
A
1
gate_sig
ġekil 7.9 Evirici blok diyagramı.
Vdc
55
7.8. Doğrusal Olmayan Yük
Simülasyon modelinde doğrusal olmayan yük olarak köprü diyot kullanılmıĢtır.
Sistemde yük değiĢimini sağlamak amacıyla köprü diyot çıkıĢına 3 adet RL yük paralel
olarak bağlanmıĢtır. Bu yükler devreye alınarak ve çıkarılarak yük değiĢimi sağlanmıĢ
ve AHB akım kontrol yönteminin performansının izlenmesi amaçlanmıĢtır. Kullanılan
yükün blok diyagramı ġekil 7.10‟da verilmiĢtir.
1
A
A
2
B
B
C
3
+
-
Universal Bridge
C
g
m
1
2
g
m
1
2
ġekil 7.10 Doğrusal olmayan yük blok diyagramı.
7.9. PAGF’nin Simülasyonu
ġekil 7.11‟de MATLAB‟da hazırlanan PAGF simulink modelinin genel blok
diyagramı görülmektedir. Modellenen PAGF‟nin değiĢken ve doğrusal olmayan yük
durumlarında anlık reaktif güç teorisi tabanlı klasik histerezis bant akım kontrollü
simülasyonu ile adaptif histerezis bant akım kontrollü simülasyonu karĢılaĢtırılmıĢtır.
Simülasyonlarda doğrusal olmayan yük olarak diyot doğrultucu ve DA tarafta RL yük
kullanılmıĢtır.
Bu yük Ģebekeden hem harmonik akım hem de reaktif güç çekmektedir.
Discrete,
Ts = 1e-006 s.
pow ergui
A
A a
A a
A
B
B b
B b
B
C
C c
C c
C
Source
Non-Linear Load
I_f
i_f b
gate_sig
i_ref erance
Referance Current
Calculation
i_ref
PWM Pulse Generator
gate_sig
A
a A
B
b B
C
c C
Switching Circuit
ġekil 7.11 PAGF genel blok diyagramı.
56
7.9.1. Klasik histerezis band akım kontrollü PAGF simülasyonu
Klasik yöntem ile kontrol edilen PAGF simülasyonunda kullanılan doğrusal
olmayan yükün parametreleri ve diğer parametreler Tablo 7.1‟de verilmiĢtir.
Tablo 7.1 Klasik HB akım kontrollü PAGF simülasyon parametreleri.
Vs
380V (faz-faz)
F
50Hz
Lh
1mH
Lf
4.5mH
HB
1A
Yük (20ohm,10mH)
12.8kW
DA kondansatör gerilimi
750V
ġekil 7.12‟den ġekil 7.29‟a kadar olan grafikler klasik histerezis band akım
kontrolü kullanılarak yapılan simülasyondan elde edilen grafiklerdir. Bu grafiklerde,
doğrusal olmayan yükün güç bileĢenleri, yük akımı ve kaynak akımı ve harmonik
bozulumları, DA kondansatör gerilimi, filtre akımı ve referans akımı takip etme hızı
gibi grafikler verilmiĢtir. Yapılan bu simülasyonda ortalama anahtarlama frekansı (fa)
6.7kHz olarak ortaya çıkmıĢtır. Bu anahtarlama frekansı pratik olarak uygulanabilir
seviyededir.
5xAkım
Gerilim
300
Akım [A], Gerilim [V]
200
100
0
-100
-200
-300
0.3
0.31
0.32
0.33
0.34
0.35
Zaman [s]
0.36
ġekil 7.12 Yük gerilimi ve yük akımı.
0.37
0.38
0.39
0.4
57
5xAkım
Gerilim
300
Akım [A], Gerilim [V]
200
100
0
-100
-200
-300
0.3
0.31
0.32
0.33
0.34
0.35
Zaman [s]
0.36
0.37
0.38
0.39
0.4
ġekil 7.13 Kaynak gerilimi ve kaynak akımı.
Akım [A], Gerilim [V]
150
5xAkım
Gerilim
100
50
0
0.321
0.322
0.323
0.324
0.325
0.326
Zaman [s]
0.327
0.328
0.329
0.33
ġekil 7.14 Kaynak akımının dalga Ģekli.
50
Filtre Akımı
Referans Akımı
40
30
Akım [A]
20
10
0
-10
-20
-30
-40
-50
0.3
0.31
0.32
0.33
0.34
0.35
Zaman [s]
0.36
ġekil 7.15 Filtre akımı ve referans akım.
0.37
0.38
0.39
58
Filtre Akımı
Referans Akımı
15
10
Akım [A]
5
0
-5
-10
0.321
0.322
0.323
0.324
0.325
Zaman [s]
0.326
0.327
0.328
0.329
0.33
ġekil 7.16 Filtre akımının referans akımı izlemesi.
10
9
8
7
[%thd]
6
5
4
3
2
1
0
0.3
0.31
0.32
0.33
0.34
0.35
[s]
0.36
0.37
0.38
0.39
0.4
0.39
0.4
ġekil 7.17 Kaynak akımı toplam harmonik bozulumunun değiĢimi.
2
1.5
Gerilim [V]
1
0.5
0
-0.5
-1
0.3
0.31
0.32
0.33
0.34
0.35
Zaman [s]
0.36
ġekil 7.18 Anahtarlama sinyali.
0.37
0.38
59
1.4
1.2
Gerilim [V]
1
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
0.321
0.322
0.323
0.324
0.325
Zaman [s]
0.326
0.327
0.328
0.329
0.33
ġekil 7.19 Anahtarlama sinyali.
1000
900
800
Gerilim [V]
700
600
500
400
300
200
100
0
0
0.05
0.1
0.15
0.2
Zaman [s]
0.25
0.3
0.35
0.4
ġekil 7.20 DA Kondansatör gerilimi.
780
778
776
Gerilim [V]
774
772
770
768
766
764
762
760
0.305
0.31
0.315
0.32
Zaman [s]
0.325
ġekil 7.21 DA Kondansatör gerilimindeki dalgalanma.
0.33
0.335
Magnitude based on "Base Peak" - Parameter
60
25
20
15
10
5
0
0
5
10
15
20
25
Order of Harmonic
30
35
40
45
50
40
45
50
ġekil 7.22 Yük akımı harmonik dağılımı.
Magnitude based on "Base Peak" - Parameter
30
25
20
15
10
5
0
0
5
10
15
20
25
Order of Harmonic
30
35
ġekil 7.23 Kaynak akımı harmonik dağılımı.
Gerçek Güç [W]
15000
10000
5000
0
0
0.05
0.1
0.15
0.2
Zaman [s]
0.25
ġekil 7.24 Yükün anlık gerçek gücü.
0.3
0.35
0.4
61
Gerçek Güç DA BileĢen [W]
15000
10000
5000
0
0
0.05
0.1
0.15
0.2
Zaman [s]
0.25
0.3
0.35
0.4
0.35
0.4
ġekil 7.25 Yükün aktif gücü (anlık gerçek gücün DA bileĢeni).
Gerçek Güç Dalgalı BileĢen [W]
1.5
x 10
4
1
0.5
0
-0.5
-1
0
0.05
0.1
0.15
0.2
Zaman [s]
0.25
0.3
ġekil 7.26 Yükün harmonik güç bileĢeni (anlık gerçek gücün AA bileĢeni).
1
x 10
4
0.8
0.6
Sanal Güç [IVA]
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-1
0
0.05
0.1
0.15
0.2
Zaman [s]
0.25
ġekil 7.27 Yükün anlık sanal gücü.
0.3
0.35
0.4
62
1
x 10
4
Sanal Güç DA BileĢen [Var]
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-1
0
0.05
0.1
0.15
0.2
Zaman [s]
0.25
0.3
0.35
0.4
0.35
0.4
ġekil 7.28 Yükün reaktif gücü (anlık sanal gücün DA bileĢeni).
1
x 10
4
Sanal Güç Dalgalı BileĢen [IVA]
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-1
0
0.05
0.1
0.15
0.2
Zaman [s]
0.25
0.3
ġekil 7.29 Yükün harmonik güç bileĢeni (anlık sanal gücün AA bileĢeni).
Klasik histerezis band yöntemi ile yapılan diğer simülasyonlarda alınan ortalama
anahtarlama frekans (fa) ve kaynak akımındaki THD değerleri Tablo 7.2‟de verilmiĢtir.
Tablodan görüldüğü gibi HB değerinin sabit olduğu durumlarda yükün değiĢimi ile
THD değeri oldukça değiĢmektedir. THD ya sınırlar dıĢına çıkmakta ya da gereksiz
anahtarlama yapılarak sınırın çok altında oluĢmaktadır. Ġlk durumda yani THD sınırları
aĢtığı durumda, harmonik standartlar sağlanamamıĢ olmakta, ikinci durumda yani
THD‟nin standartların çok altında olduğu durumlarda anahtarlama frekansı çok yüksek
olmaktadır. Dolayısıyla anahtarlama kayıpları fazla olmakta aynı zamanda pratik olarak
bu anahtarlama frekanslarına ulaĢmakta zor hale gelmektedir. Klasik histerezis band
yönteminde HB değeri sabit olduğu için PAGF performansı yükün artıĢ yönündeki
değiĢimi ile kaynak akımı THD‟si açısından, yükün azalma yönündeki değiĢimi ile
anahtarlama frekansı açısından olumsuz etkilenmektedir. Örneğin; Lf 2.5mH, HB değeri
0.75A olduğu durumda, yük 6.4kW iken, anahtarlama frekansı 16.7kHz olmakta ve
kaynak akımının THD‟si %4.9 çıkmaktadır. Ancak aynı durumda yükün 3.2kW‟a
63
düĢmesi ile anahtarlama frekansı 17.3kHz‟e çıkarken kaynak akımının THD‟si %9.8‟e
çıkarak
THD
sınır
değerini
aĢmaktadır.
Dolayısıyla
THD
standartları
sağlanamamaktadır. Aynı durumda yük 12.8kW‟a çıkarılırsa, bu durumda da
16.1kHz‟lik anahtarlama ile THD değeri %2.6‟ya düĢürülmektedir. THD sınırının %5
olduğu düĢünülürse, burada anahtarlama frekansını düĢürerek THD‟yi sınır değere
yaklaĢtırmak anahtarlama kayıpları açısından avantaj oluĢturacaktır.
Tablo 7.2 Klasik HB yöntemi ile yapılan simülasyonlarda fa ve THD.
P=3.2kW
P=6.4kW
P=12.8kW
HB=0.5
HB=0.75
HB=1
Lf=1.5mH
40.1kHz, %7.5
28.4kHz, %10.2
-
Lf=2.5mH
25.1kHz, %6.8
17.3kHz, %9.8
-
Lf=3.5mH
18.4kHz, %6.5
12.1kHz, %9.4
-
Lf=4.5mH
14.4kHz, %6.3
9.2kHz, %9.3
-
Lf=1.5mH
39.2kHz, %3.9
27.1kHz, %5.1
21.2kHz, %6.7
Lf=2.5mH
24.4kHz, %3.5
16.7kHz, %4.9
12.4kHz, %6.4
Lf=3.5mH
17.6kHz, %3.4
11.7kHz, %4.8
8.8kHz, %6.3
Lf=4.5mH
13.6kHz, %3.4
9.2kHz, %4.6
6.7kHz, %6.2
Lf=1.5mH
-
26.4kHz, %2.8
20.3kHz, %3.5
Lf=2.5mH
-
16.1kHz, %2.6
12.1kHz, %3.3
Lf=3.5mH
-
11.2kHz, %2.5
8.4kHz, %3.2
Lf=4.5mH
-
8.5kHz, %2.5
6.4kHz, %3.1
7.9.2. Adaptif histerezis band (AHB) akım kontrollü PAGF simülasyonu
AHB akım kontrollü PAGF simülasyonunda kullanılan doğrusal olmayan yükün
parametreleri ve diğer parametreler Tablo 7.3‟de verilmiĢtir.
Tablo 7.3 AHB akım kontrollü PAGF simülasyon parametreleri.
Vs
380V (faz-faz)
F
50Hz
Lh
1mH
Lf
4.5mH
AHB
-
Yük (değiĢken)
6kW-18kW
DA kondansatör gerilimi
750V
64
ġekil 7.30‟dan ġekil 7.42‟ye kadar olan grafikler AHB akım kontrolü
kullanılarak yapılan simülasyondan elde edilen grafiklerdir. Bu grafiklerde, yük akımı,
kaynak akımı ve harmonik bozulumları, DA kondansatör gerilimi, filtre akımı ve
referans akımı takip etme hızı ve histerezis bandın değiĢimi gibi grafikler verilmiĢtir.
Güç bileĢenleri klasik histerezis band akım kontrollü PAGF simülasyonlarında verildiği
için bu simülasyon sonuçlarında verilmemiĢtir. AHB akım kontrollü PAGF yük
değiĢimi olsa bile kaynak akımının THD değerini sınırlar içinde tutmuĢtur. Yapılan bu
simülasyonda ortalama anahtarlama frekansı 7.5 kHz olarak ortaya çıkmıĢtır. Bu
anahtarlama frekansı pratik olarak uygulanabilir seviyededir.
5xAkım
Gerilim
300
Akım [A], Gerilim [V]
200
100
0
-100
-200
-300
0.1
0.15
0.2
0.25
Zaman [s]
0.3
0.35
0.4
ġekil 7.30 Yük akımı ve gerilimi.
5xAkım
Gerilim
300
Akım [A], Gerilim [V]
200
100
0
-100
-200
-300
0.1
0.15
0.2
0.25
Zaman [s]
0.3
ġekil 7.31 Kaynak akımı ve gerilimi.
0.35
0.4
65
5xAkım
Gerilim
Akım [A], Gerilim [V]
140
130
120
110
100
90
80
0.261
0.262
0.263
0.264
0.265
Zaman [s]
0.266
0.267
0.268
ġekil 7.32 Kaynak akımı dalga Ģekli.
50
Filtre Akımı
Referans Akımı
40
30
Akım [A]
20
10
0
-10
-20
-30
-40
-50
0.1
0.15
0.2
0.25
Zaman [s]
0.3
0.35
0.4
ġekil 7.33 Filtre akımı ve referans akımı.
Filtre Akımı
Referans Akımı
15
10
Akım [A]
5
0
-5
-10
-15
0.25
0.252
0.254
0.256
0.258
Zaman [s]
0.26
0.262
ġekil 7.34 Filtre akımının referans akımı izlemesi.
0.264
0.266
66
50
45
40
35
[%thd]
30
25
20
15
10
5
0
0.1
0.15
0.2
0.25
[s]
0.3
0.35
0.4
ġekil 7.35 Kaynak akımı toplam harmonik bozulumu (%THD) değiĢimi.
1000
900
800
Gerilim [V]
700
600
500
400
300
200
100
0
0
0.05
0.1
0.15
0.2
Zaman [s]
0.25
0.3
0.35
0.4
ġekil 7.36 DA kondansatör gerilimi.
770
Gerilim [V]
765
760
755
750
745
740
0.296
0.298
0.3
0.302
0.304
0.306
Zaman [s]
0.308
0.31
0.312
ġekil 7.37 DA kondansatör gerilimindeki dalgalanma.
0.314
0.316
67
2
1.5
Gerilim [V]
1
0.5
0
-0.5
-1
0.1
0.15
0.2
0.25
Zaman [s]
0.3
0.35
0.4
ġekil 7.38 Anahtarlama sinyali.
1
Gerilim [V]
0.8
0.6
0.4
0.2
0
0.25
0.251
0.252
0.253
Zaman [s]
0.254
0.255
0.256
ġekil 7.39 Anahtarlama sinyali.
5
4.5
4
Akım [A]
3.5
3
2.5
2
1.5
1
0.5
0
0
0.05
0.1
0.15
0.2
Zaman [s]
0.25
0.3
ġekil 7.40 Adaptif histerezis bandın (AHB) değiĢimi.
0.35
0.4
68
Magnitude based on "Base Peak" - Parameter
14
12
10
8
6
4
2
0
0
5
10
15
20
25
Order of Harmonic
30
35
40
45
50
40
45
50
ġekil 7.41 Kaynak akımı harmonik dağılımı.
Magnitude based on "Base Peak" - Parameter
14
12
10
8
6
4
2
0
0
5
10
15
20
25
Order of Harmonic
30
35
ġekil 7.42 Yük akımı harmonik dağılımı.
Filtre bobin değerinin değiĢtirilmesi ile yapılan diğer simülasyonlarda harmonik
standartlar yükün değiĢimine bağlı olmaksızın sağlanmıĢtır (ġekil 7.43, ġekil 7.44, ġekil
7.45). Ancak filtre bobin seçiminin anahtarlama frekansını etkilediği görülmektedir.
Dolayısıyla bobin seçimi ile anahtarlama frekansının makul seviyelerde tutulması
gerekmektedir.
69
50
45
40
35
[%thd]
30
25
20
15
10
5
0
0.1
0.15
0.2
0.25
[s]
0.3
0.35
0.4
ġekil 7.43 Kaynak akımı toplam harmonik bozulumu (%THD) değiĢimi. (Lf=3.5mH)
50
45
40
35
[%thd]
30
25
20
15
10
5
0
0.1
0.15
0.2
0.25
[s]
0.3
0.35
0.4
ġekil 7.44 Kaynak akımı toplam harmonik bozulumu (%THD) değiĢimi. (Lf=2.5mH)
50
45
40
35
[%thd]
30
25
20
15
10
5
0
0.1
0.15
0.2
0.25
[s]
0.3
0.35
0.4
ġekil 7.45 Kaynak akımı toplam harmonik bozulumu (%THD) değiĢimi. (Lf=1.5mH)
AHB kullanılarak yapılan PAGF simülasyonlarında alınan THD değerleri ve
ortalama anahtarlama frekansı değerleri Tablo 7.4„te görülmektedir. Bu tabloda üç
sütunda ayrı ayrı verilen THD değerleri her yük değiĢimi sonunda alınan THD
değerlerini göstermektedir.
70
Tablo 7.4 AHB yöntemi ile yapılan simülasyonlarda fa ve THD.
fa
%THD1
%THD2
%THD3
Lf=1.5mH
22.1 kHz
4.9
5.0
5.2
Lf=2.5mH
13.6 kHz
4.8
4.9
5.1
Lf=3.5mH
9.8 kHz
4.7
4.8
5.0
Lf=4.5mH
7.5 kHz
4.7
4.8
4.9
Tablo 7.4 incelendiğinde, yükün değiĢmesi ile oluĢan THD1, THD2 ve THD3
değerleri birbirine çok yakındır. Dolayısıyla THD değeri yükün değiĢiminden klasik
sisteme göre daha az etkilenerek hedef değerde tutulmaktadır. Ortalama anahtarlama
frekansı ise pratik olarak uygulanabilir seviyelerde oluĢmaktadır. Tablo 7.5‟de klasik
histerezis bant (HB=0.75) ve adaptif histerezis bant yöntemleri karĢılaĢtırılmıĢtır. Bu
tablodan da görüldüğü gibi hem ortalama anahtarlama frekansı olarak hem de THD
standartlarının yük değiĢimlerinde de sağlanabilmesi açısından AHB akım kontrol
yönteminin klasik histerezis bant akım kontrol yöntemine göre performansı daha iyi
olmaktadır.
Tablo 7.5 Adaptif histerezis band ve klasik histerezis band yöntemlerinin karĢılaĢtırılması.
Adaptif Histerezis Band
Klasik Histerezis Band (HB=0.75)
fa
THD1
THD2
THD3
fa
THD1
THD2
THD3
Lf=1.5mH
22.1 kHz
%4.9
%5.0
%5.2
27.3kHz
%2.8
%5.1
%10.2
Lf=2.5mH
13.6 kHz
%4.8
%4.9
%5.1
16.7kHz
%2.6
%4.9
%9.8
Lf=3.5mH
9.8 kHz
%4.7
%4.8
%5.0
11.6kHz
%2.5
%4.8
%9.4
Lf=4.5mH
7.5 kHz
%4.7
%4.8
%4.9
8.9kHz
%2.5
%4.6
%9.3
71
8. PAGF
PROTOTĠPĠNĠN
GERÇEKLEġTĠRĠLMESĠ
VE
DENEYSEL
ÇALIġMALAR
GerçekleĢtirilen PAGF prototipinin prensip Ģeması ġekil 8.1‟deki gibidir.
GerçekleĢtirilen sistemde referans akımı bulmak için anlık reaktif güç teorisi
kullanılmıĢtır. Akım kontrol tekniği olarak bu çalıĢmada sunulan adaptif histerezis band
akım kontrol tekniği kullanılmıĢtır. Prototip için hazırlanan devre katları ileriki baĢlıklar
altında ayrıntılı olarak açıklanacaktır.
ω
iSa
iLa
Lh
3-Fazlı
ω
Doğrusal
Olmayan Yük
ω
vS
ifa
va vb vc
iLa iLb iLc
Lf
SEMIX13 IGBT Modül
ġarj Dirençleri
Cda
ifa ifb ifc
Faz Gerilimleri
(va vb vc)
Yük Akımları
Filtre Akımları
(iLa iLb iLc)
(ifa ifb ifc)
Akım-Gerilim
Ölçüm Katları
SKHI 61 IGBT Sürücü Devresi
ezDSP
TMS320F2812
DA Gerilim
Ölçüm Katı
Koruma Devresi
ġekil 8.1 PAGF prototipinin prensip Ģeması.
GerçekleĢtirilen PAGF prototipinin genel özellikleri Tablo 8.1‟de verilmiĢtir.
Bobin değerleri sistemin performansına göre değiĢtirilebilecek Ģekilde kademeli olarak
tasarlanmıĢtır. PAGF deney düzeneğinin genel görüntüsü ġekil 8.2‟deki gibidir.
72
Tablo 8.1 PAGF genel özellikleri.
ġebeke Gerilimi
380V (faz-faz), 50Hz
Yük AA tarafı bobini
2,5mH
Yük DA tarafı bobini
-
Yük DA tarafı direnci
120ohm
Filtre bobini
2,5mH
Ön Ģarj dirençleri
20ohm
DA Kondansatörü
750V DA, 680μF
5
7
3
8
9
1
4
2
6
10
ġekil 8.2 PAGF deney düzeneği genel görünümü.
1- Akım Ölçüm Katı
2- Gerilim Ölçüm Katı
3- DA Gerilim Ölçüm Katı
4- DSP Katı
5- Güç Katı
6- Yük Katı
7- Koruma Katı
8- Hat ve Filtre Bobinleri
73
9- ġarj Dirençleri
10- Besleme Katı.
8.1. Akım Ölçüm Katı
PAGF‟nin anlık reaktif güç tabanlı kontrolünün yapılması için yük akımı ve
filtre akımının ölçülmesi gerekmektedir. Bunun için öncelikle yüksek akımın
düĢürülmesi ve DSP analog giriĢlerine uygun hale getirilmesi gerekir. Bu amaçla akım
ölçüm devresinde LEM firmasının ürettiği LA55-P akım sensörü kullanılmıĢtır. Bu
sensör hall-effect prensibi ile çalıĢan ve çevirme oranı 1000:1 olan bir sensördür.
Simetrik 12-15V DA gerilim aralığında beslenen ve ölçüm ucundan maksimum 50mA
akım veren bu sensörün primer sargısı, ölçüm yapılan hat ile ölçüm devresi arasındaki
izolasyonu da sağlamaktadır. Sensörün doğruluğu besleme değerine göre %0,65-%0,90
aralığında olmaktadır.
Akım ölçüm katları her faz için tasarlanan opamplı devreler ile bu devrelerin
üzerine takılabileceği bir ana karttan oluĢmaktadır. Ana kart üzerinde LEM akım
sensörleri, her faz için tasarlanmıĢ opamplı devrenin takılabileceği soketler ve giriĢ çıkıĢ
soketleri bulunmaktadır. Tasarlanan akım ana kart devresinin devre Ģeması ve pcb
çizimi ġekil 8.3 ve ġekil 8.4„te verilmiĢtir.
1
2
M -V
A1-D1
J4
100nF
C2
C5
100nF
100nF
C3
C6
100nF
100nF
L1B
R1
AGND
J1
1
2
3
J6
+5V
+15V
DGND -15V
DGND
M2
DGND AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
D0
A1
+15V
AGND
-15V
D2
DGND
1
2
280
+5V
DGND
5V
5V
J8
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
L2B
15V
R2
J7
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
L2T
1k
15V
J2
+15V
A2-D2
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
D1
100nF
J5
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
L1T
C4
+V
M3
-15V
3
+15V
+15V
A0-D0
+15V
-15V
M1
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
A0
+V
M2
-15V
1
2
M -V
3
+V
M1
-15V
1
2
M -V
C1
+15V
LA55P/SP1
AGND
LEM3
LA55P/SP1
-15V
LEM2
LA55P/SP1
3
LEM1
+5V
+15V
DGND -15V
DGND
M3
DGND AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
D1
A2
J9
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
L3T
+5V
DGND
DGND
DGND
D2
J3
1
2
3
4
5
6
7
8
A2
A1
A0
AGND
D0
D1
D2
DGND
OUT
L3B
ġekil 8.3 Akım ölçüm ana kartı devre Ģeması.
ġekil 8.3‟te görülen akım ölçüm ana kart devresinde LEM sensörleri, besleme
devrelerinden gelebilecek parazitleri engellemek için kondansatörler, akım ölçüm
74
kartlarının takılabileceği soketler, simetrik 15V DA ve 5V DA beslemeler için soketler,
ve üç faz için oluĢturulmuĢ analog ve dijital çıkıĢların alındığı soket bulunmaktadır.
ġekil 8.4 Akım ölçüm ana kartı pcb çizimi.
Ana kart üzerindeki LEM sensörlerinden alınan akım bilgilerinin DSP analog
giriĢ aralığı olan 0-3V aralığına uygun hale getirilmesi için tasarlanan opamplı devreler
bu ana kart üzerine takılmaktadır. Bu devrelerde LEM sensöründen alınan akım bilgisi
önce bir direnç üzerinden gerilim bilgisine çevrilmekte daha sonra opamplı bir tam
dalga doğrultucu ile negatif sinyaller pozitif iĢaretli hale getirilmektedir. Opamp
kazançlarını ayarlayabilmek için çok turlu trimpotlar kullanılmıĢtır. Ayrıca pozitif ve
negatif sinyalleri DSP içerisindeki algoritmada belirleyebilmek için sıfır geçiĢ
dedektörü tasarlanmıĢ ve bu dedektör çıkıĢından 0-3.3V seviyelerinde lojik sinyal elde
edilmiĢtir. Dolayısıyla tam dalga haline getirilen analog sinyal bilgisinin pozitif olduğu
durumlarda lojik 1 (3.3V), negatif olduğu durumlarda lojik 0 (0V) üreten bir devre de
aynı kart üzerinde bulunmaktadır. Dijital çıkıĢ veren devre ve analog çıkıĢ veren
devrenin GND‟leri parazitlerin giriĢimini engellemek amacıyla ayrı tutulmuĢ ve kart
75
üzerinde bir noktadan birleĢtirilmiĢtir. Her faz için tasarlanmıĢ olan ve akım ölçüm ana
kartı üzerine takılabilen bu akım ölçüm kartının devre Ģeması ve pcb çizimi ġekil 8.5 ve
ġekil 8.6‟da verilmiĢtir.
100nF
100nF
C5
D5
R16
+15V
C2
100nF
AGND
2.2k
15V
D6
100nF
C6
C1
R17
+5V
J7
DGND
270
100nF
DI
5V
2
AGND
1k
U3
3
6
OP07
R12
R14
1.5k
1.5k
2
R10
D4
10k
+15V
-15V
M
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
A_OUT
M
RV1
3.3k
J4
HW
2k
R6
M
RV2
R8
10k
2.7k
270
4
5
R7
R2
10k
3
5.6k
D1
6
6
A_OUT
3
D2
1N4148
R4
U2
2
1N4148
OP07
7
1
R5
FW
2.7k
U1
2
J3
2k
4
5
180
R3
OP07
R9
7
1
R1
+5V
DGND
DGND
DGND
DGND
DGND
DGND
DGND
DGND
DGND
DGND
D_OUT
D_OUT
R18
2.2k
D3
3.3k
3.3V 0.5W
10k
ġekil 8.5 Akım ölçüm kartı devre Ģeması.
ġekil 8.6 Akım ölçüm kartı pcb çizimi.
+15V
AGND
+15V
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
R15
270
4N25
-15V
-15V
J6
J2
R71
4
10k
AGND
L1T
L1B
R13
1N4148
+15V
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
D0
6
5
7
1
J1
J5
U4
1
DGND
R11
+15V
-15V
AGND
4
5
100nF
+5V
C3
-15V
C4
76
Yük ve filtre çıkıĢ akımlarının ölçümü için yapılan akım ölçüm ana kartının ve
her faz için yapılmıĢ akım ölçüm kartının resimleri ġekil 8.7 ve ġekil 8.8‟de verilmiĢtir.
Her faz için yapılan akım ölçüm kartlarının, akım ölçüm ana kartı üzerine takılmıĢ hali
ġekil 8.9‟daki gibidir. Bu devreden yük akımı ve filtre akımı ölçümlerinde kullanılmak
üzere iki adet yapılmıĢtır.
ġekil 8.7 Akımı ölçüm kartı.
ġekil 8.8 Akım ölçüm ana kartı.
77
ġekil 8.9 3 faz akım ölçümü için yapılan ölçüm katı.
8.2. Gerilim Ölçüm Katı
PAGF‟nin anlık reaktif güç tabanlı kontrolünde Ģebeke faz gerilimlerinin
ölçülmesi gerekmektedir. Bu ölçümü yapmak için yine LEM firmasının ürettiği LV25-P
gerilim sensörü kullanılmıĢtır. Bu gerilim sensörünün çevirme oranı 2500:1000,
besleme gerilimi ise simetrik 12-15V DA arasındadır. Primer sargısının akımının,
ölçülen gerilimin maksimum değerinde 10mA olması için 33kohm 5W‟lık direnç
primer sargıya seri bağlanmıĢtır. Bu durumda sekonder uçtan alınacak akım değeri
25mA olacaktır. Sekonder taraftan alınan akım bilgisi bir direnç üzerinden gerilim
bilgisine çevrilerek kullanılmaktadır. Bu gerilim sensörünün doğruluğu %0,8-%0,9
aralığındadır. Gerilim ölçüm ana kartı ve gerilim ölçüm kartlarının tasarım mantığı
akım ölçümü ile aynıdır. Sadece opamplı devrelerdeki kazanç ayarları değiĢmektedir.
Gerilim ölçüm ana kartı devre Ģeması ve pcb çizimi ġekil 8.10 ve ġekil 8.11‟de
verilmiĢtir.
78
J10
1
2
3
4
RSTN
R5
33k
HT+
5
HT-
HT+
+V
100nF
100nF
C2
C5
D2
100nF
100nF
C3
C6
100nF
100nF
R2
DGND
J2
-V
1
2
3
1
M
+15V
AGND
-15V
15V
LV25-P
-V
3
+V
2
1
M
LEM3
LV25P
LV25-P
-V
3
2
1
LEM2
LV25P
LV25-P
+V
4
5
HT-
1k
280
5V
+5V
DGND
J6
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
L1B
+5V
DGND
DGND
DGND
D0
+15V
-15V
M2
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
A1
-15V
+15V
M3
J5
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
L1T
-15V
M2
J4
+15V
-15V
M1
+15V
5V
+15V
-15V
M1
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
A0
J7
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
J8
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
L2T
C4
-15V
LEM1
2
HT+
1
2
3
C1
15V
AGND
J1
A2-D2
4
5
4
A1-D1
LV25P
M
R1
33k
A0-D0
HT-
D1
33k
+15V
R4
AGND
R3
L2B
+5V
DGND
DGND
DGND
D1
+15V
-15V
M3
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
AGND
A2
J9
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
L3T
+5V
DGND
DGND
DGND
D2
J3
1
2
3
4
5
6
7
8
A2
A1
A0
AGND
D0
D1
D2
DGND
OUT
L3B
ġekil 8.10 Gerilim ölçüm ana kartı devre Ģeması.
ġekil 8.11 Gerilim ölçüm ana kartı pcb çizimi.
Gerilim ölçüm ana kartının ve gerilim ölçüm kartının resimleri ġekil 8.12 ve
ġekil 8.13, gerilim ölçüm katının resmi ise ġekil 8.14‟teki gibidir.
79
ġekil 8.12 Gerilim ölçüm kartı.
ġekil 8.13 Gerilim ölçüm ana kartı.
ġekil 8.14 3 faz gerilim ölçümü için yapılan ölçüm katı.
80
8.3. DA Gerilim Ölçüm Katı
DA kondansatör geriliminin ölçümü için Analog Devices firmasının AD210AN
izolasyon yükselteci kullanılmıĢtır. Bu izolasyon yükseltecinin fonksiyonel blok
diyagramı ġekil 8.15‟te verilmiĢtir.
ġekil 8.15 AD210AN fonksiyonel blok diyagramı.
AD210AN izolasyon yükselteci 2500V(rms) izolasyon sağlayan, giriĢ, çıkıĢ ve
besleme portlarının izole edildiği, lineerliği yüksek ve besleme gerilimi 15V DA olan
bir devre elemanıdır. DA Kondansatör geriliminin maksimum değerinin 1000V kabul
edilerek, bu gerilim değerini DSP‟nin analog giriĢine yani 0-3V aralığına indirgemek
için yapılan DA ölçüm kartının devre Ģeması ġekil 8.16‟da, pcb çizimi ise ġekil 8.17‟de
verilmiĢtir.
81
RV1
J6
1k
J2
2
1
1
2
15V
Top
5
4
U1
J5
1
2
6
2.2k
3
D1
1
2
3
4
1
7
out
J3
R1
2
1N4730A
Bott_R
LM741
AD210AN
J1
RS
J4
1
2
RF
10k
1M
in
1
2
3
4
5
6
Bott_L
ġekil 8.16 DA ölçüm kartı devre Ģeması.
ġekil 8.17 DA ölçüm kartı pcb çizimi.
8.4. DSP Katı
Sistemde kullanılan sayısal iĢaret iĢlemcisi Texas Instruments firmasının ürettiği
TMS320F2812 iĢlemcisinin kullanıldığı ve Spectrum Digital firmasının ürünü
ezDSPF2812 DSP kartıdır. Bu DSP kartı sabit noktalı iĢlem yapan ve C/C++
programlama desteğine sahiptir. DSP kartı ile birlikte Code Composer Studio yazılımı
gelmekte ve bu yazılım ile veya bu yazılım üzerinden Matlab veya Vissim paket
programları ile DSP kodları üretilebilmektedir. Kullanılan DSP kartındaki iĢlemcinin
özellikleri Tablo 8.2‟de, DSP kartı ise ġekil 8.18‟de verilmiĢtir.
82
Tablo 8.2 TMS320F2812 Özellikleri.
ĠĢlemci Hızı
32bit 150 MIPS
RAM Hafızası
18K words
Flash Hafızası
128K words
SRAM Hafızası
64K words
PWM
16 adet 6.67ns çözünürlüklü PWM kanalı
Zamanlayıcı
3 adet 32bit zamanlayıcı
Analog Sayısal Çevirici
2x8 kanal 16 bit 80ns çevrim hızı
Sayısal GiriĢ ÇıkıĢ Portları
7x8 adet giriĢ/çıkıĢ
Programlama
C/C++, Matlab, Vissim
ġekil 8.18 ezDSP F2812 DSP kartı.
DSP kartı üzerinde bulunan portların kullanımının zorluğundan dolayı, sadece
gerekli uçların bir genel arayüz kartı üzerine alınması düĢünülmüĢtür. Bu amaçla
gerçekleĢtirilen arayüz kartı üzerinde ölçüm devrelerinden alınan analog ve dijital
sinyallerin girilebileceği soketler, DSP tarafından üretilen PWM sinyallerinin IGBT
sürücü kartına gönderileceği soket mevcuttur. Ayrıca PWM sinyallerinin 3.3V olan
gerilim seviyelerinin, IGBT sürücü kartının ihtiyacı olan 15V seviyesine çıkarılması
için kullanılan seviye kaydırıcı MC14504B entegresi de bu arayüz kartı üzerindedir.
Tasarlanan bu DSP arayüz kartının devre Ģeması ve pcb çizimi ġekil 8.20 ve ġekil
8.19‟da verilmiĢtir. DSP kartı bu arayüz kartı üzerine takılarak gerekli portlar arayüz
kartı üzerine alınmıĢ olmaktadır.
83
ġekil 8.19 DSP arayüz kartı pcb çizimi.
FromDcVoltage
1
2
J13
FromLineVoltage
1
2
3
4
5
6
7
8
J12
FromFilterCurrent
1
2
3
4
5
6
7
8
J11
FromLineCurrent
1
2
3
4
5
6
7
8
J10
P4/P8 IOConn P4
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
DSP TO DRIVER INTERFACE CARD
J4
J13 (ADCINB03-GND)
J13 (P5,4-GND)
J13 (VDC-GND)
J9 (EPWM1-EPWM2-EPWM3-EPWM4-EPWM5-EPWM6)
J9 (P8,1,5-P8,2,5-P8,1,6-P8,2,6-P8,1,7-P8,2,7)
J9 (AH-AL-BH-BL-CH-CL-15V-GND)
J11 (ADCINA02-ADCINA01-ADCINA00-GND-P4,11-P4,12-P4,13-GND)
J11 (P9,2,3-P9,2,2-P9,2,1-GND-P4,11-P4,12-P4,13-GND)
J11 (A2-A1-A0-AGND-D0-D1-D2-DGND)
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
4
3
2
1
J12 (ADCINB02-ADCINB01-ADCINB00-GND-P4,17-P4,18-P4,19-GND)
J12 (A2-A1-A0-AGND-D0-D1-D2-DGND)
J12 (P5,3-P5,2-P5,1-GND-P4,17-P4,18-P4,19-GND)
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
J10 (ADCINA03-ADCINA04-ADCINA05-GND-P4,14-P4,15-P4,16-GND)
J10 (A2-A1-A0-AGND-D0-D1-D2-DGND)
J10 (P9,2,4-P9,2,5-P9,2,6-GND-P4,14-P4,15-P4,16-GND)
J8
P5/P9 AnalogIntConn P9-2
J5
J6
P5/P9 AnalogIntConn P9-1
P5/P9 AnalogIntConn P5
J2
3
2
1
P4/P8 IOConn P8-2
J1
3
2
1
U1
R1
P4/P8 IOConn P8-1
J3
1
2
3
4
P2
R2
1.6k
R3
1.6k
2
3
4
5
6
7
8
1.6k
VCC
DGND
AGND
COMPH
COMPL
CH0
CH1
COM
VREF
OSC
CS
CLK
DI
DO
INT
EOC
J9
1
2
3
4
5
6
7
8
ToDriver
MC14504B
SW1
1
2
3
4
8
7
6
5
switch
ġekil 8.20 DSP arayüz kartı.
1
16
10
15
14
13
12
11
9
R4
1.6k
R5
1.6k
R6
1.6k
84
DSP‟nin programlanmasında Matlab/Simulink paket programı kullanılmıĢtır.
DSP ile gelen Code Composer Studio (CCS) programı C/C++ dil desteğine sahiptir.
CCS ile DSP kodlarının yazılması oldukça zaman alan ve karmaĢık bir yöntem olduğu
için, bu çalıĢmada Matlab/Simulink programı tercih edilmiĢtir. Kullanılan DSP için
Simulink‟te gerekli kütüphaneler “Target Support Package TC2” araç kutusunda
mevcuttur. Sabit noktalı iĢlem yapan iĢlemcilerin kayan noktalı iĢlemci hassasiyetinde
ve hızlı iĢlem yapabilmesini sağlayan IQMath kütüphanesi de aynı araç kutusunda
mevcuttur. Simulink‟te hazırlanan PAGF modeli derlendiğinde, Matlab, CCS
programına bağlantı kurarak, DSP için gerekli C kodlarını otomatik olarak üretmekte ve
DSP‟ye yüklemektedir. Gerekli olan algoritma optimizasyonları CCS programında
kodlar üzerinden de gerçekleĢtirilebilmektedir. Matlab/Simulink‟te oluĢturulan PAGF
modelinin genel blok diyagramı ġekil 8.21‟de görüldüğü gibidir.
pc-qc calculation
Vdc
Vdc
ILa
DC Voltage
ILa
ILb
p
p
q
q
pc
pc
qc
qc
ic_alf a
ic_alf a
ILb
v _alf a
ILc
Va
v _alf a
v _beta
Line Current
Vb
Vc
ic_beta
Va
Vb
ic_beta
ic_a
ic_a
ic_b
ic_b
ic_c
ic_c
Inverse Clarke
IFa
iFa
IFb
iFb
IFc
iFc
v _beta
P_r
p-q calculation
Icalfa-Icbeta calculation
Ah
Al
Bh
Bl
Filter Current
P_r
Ch
Cl
Line Voltage
Gate Signals
PWM Generation
F2812 eZdsp
ġekil 8.21 DSP programı için oluĢturulan Matlab modeli.
8.5. Güç Katı
Güç katı kısmında SEMIKRON firmasının ürettiği SEMIX101GD128Ds kodlu
IGBT modül kullanılmıĢtır. Bu modül 6 IGBT‟den oluĢmuĢ yay kontak özelliğine sahip,
nominal 50A, maksimum 100A akıma dayanıklı, 1200V DA geriliminde çalıĢabilen,
ters diyotlu bir IGBT modülüdür. Modülün resmi ve açık devre Ģeması ġekil 8.22„deki
gibidir. IGBT sürme gerilimi 15V‟tur, anahtarlama frekansı ise maksimum 20kHz‟dir.
85
ġekil 8.22 SEMIX101GD128Ds IGBT modülü ve devre Ģeması.
IGBT sürücüsü olarak yine SEMIKRON firmasının ürettiği SKHI61 IGBT
sürücüsü kullanılmıĢtır. Bu sürücü yukarıda anlatılan IGBT modülü sürmek için
tasarlanmıĢ olup, 15V besleme gerektiren ve 50kHz‟e kadar anahtarlama yapabilen bir
sürücü modülüdür. Ayrıca modülde manyetik izolasyon, ölü-bant, VCE izleme özelliği
ile kısa devre ve aĢırı akım koruma ve yumuĢak kesime girme, hata giriĢ ucu, hata çıkıĢ
ucu ve giriĢ-çıkıĢ arasında elektriksel yalıtım gibi teknik özelliklerde vardır. Bu sürücü
modülünün resmi ġekil 8.23„te verilmiĢtir.
ġekil 8.23 SKHI61 IGBT sürücü modülü.
86
SKHI61 sürücü modülü ve SEMIX13 IGBT modülü arasındaki bağlantıyı
sağlayan, ayrıca DSP‟den PWM sinyallerinin sürücü kartına alınabileceği, koruma
devresinden hata sinyalinin girilebileceği ve besleme devresinin bulunduğu kartlar ile
900V 680μF kondansatör grubu ve snubber kondansatörü ile oluĢturulan toplam güç
katının resmi ġekil 8.24„te verilmiĢtir.
ġekil 8.24 Güç katı.
8.6. Yük Katı
Tasarımı yapılan PAGF sisteminin yük katı için doğrusal olmayan tristörlü tam
kontrollü doğrultucu kullanılmıĢtır. Doğrultucunun tetikleme açısı değiĢtirilerek çıkıĢ
gerilimi değiĢtirilebilmektedir. Maksimum akımı 40A olan doğrultucunun DA tarafında
direnç ve bobinden oluĢan yük kullanılmıĢtır. Tristörlü doğrultucunun resmi ġekil
8.25‟te verilmiĢtir. Ayrıca tristörlü yük yerine, yine harmonikli akım çeken 3 fazlı köprü
87
diyot doğrultucu da kullanılabildiği için IXYS firmasının VUO50 diyot doğrultucusu da
çalıĢmalarda kullanılmıĢtır.
ġekil 8.25 Tristörlü tam kontrollü doğrultucu.
8.7. Koruma Katı
PAGF‟nin çalıĢması sırasında ölçülen akım ve gerilimlerin belirlenen sınır
değerlerin üzerine çıkması sonucunda sistemin zarar görmesini engellemek amacıyla pic
mikrodenetleyicili bir koruma devresi tasarlanmıĢtır. Bu koruma devresi yük akımı,
filtre akımı, Ģebeke gerilimi ve DA kondansatör gerilimi değerlerini kontrol etmekte ve
belirlenen sınırlar dıĢına çıkması durumunda IGBT sürücü kartına hata sinyali
göndermektedir. Bu hata sinyali ile IGBT sürücüsü anahtarlamayı durdurarak filtreyi
devre dıĢı bırakmaktadır. Bu iĢlemin DSP içerisinde yapılmama nedeni hem DSP
iĢlemlerinin uzamaması hem de DSP‟nin de iĢlevini yerine getiremediği durumların
olabileceğidir. Dolayısıyla koruma devresinin tamamen ayrı bir devre olması ve
bağımsız çalıĢması uygun görülmüĢtür. Koruma kartının devre Ģeması ġekil 8.26‟da,
kart ise ġekil 8.27‟de verilmiĢtir.
88
AKIM-0 PROBU
U1
2
3
4
5
6
7
10
AN0
AN1
AN2
AN3
AN4
OSC2
RA0/AN0
RC0/T1OSO/T1CKI
RA1/AN1
RC1/T1OSI/CCP2/UOE
RA2/AN2/VREF-/CVREF
RC2/CCP1
RA3/AN3/VREF+
RC4/D-/VM
RA4/T0CKI/C1OUT/RCV
RC5/D+/VP
RA5/AN4/SS/LVDIN/C2OUT
RC6/TX/CK
RA6/OSC2/CLKO
RC7/RX/DT/SDO
21
22
23
24
25
26
27
28
AN10
AN8
AN9
RB4
RB5
RB6
RB7
RB0/AN12/INT0/FLT0/SDI/SDA
RB1/AN10/INT1/SCK/SCL
RB2/AN8/INT2/VMO
RB3/AN9/CCP2/VPO
RB4/AN11/KBI0/CSSPP
RB5/KBI1/PGM
RB6/KBI2/PGC
RB7/KBI3/PGD
11
12
13
15
16
17
18
J10
2
1
ALARM CIKISI
AKIM-1 PROBU
AKIM-2 PROBU
OSC1/CLKI
VUSB
RE3/MCLR/VPP
AN0
TBLOCK-I2
9
R6
OSC1
J2
2
1
1
J3
AKIM-3 PROBU
2
1
OSC1
OSC2
AKIM-4 PROBU
J4
2
1
AN4
TBLOCK-I2
CRYSTAL
FREQ=20MHz
15pF
15pF
2
1
10uF
AN8
TBLOCK-I2
R1
D1
AKIM-9 PROBU
J6
2
1
120
LED-RED
R2
D2
AN9
TBLOCK-I2
RB5
J8
2
1
120
LED-RED
ALARM CIKISI
TBLOCK-I2
R3
D3
RB6
120
LED-RED
BESLEME
J5
AKIM-8 PROBU
C3
RB4
ALARM CIKISI
AN3
TBLOCK-I2
X1
C1
AN1
AN2
PIC18F2550
C2
2
1
TBLOCK-I2
TBLOCK-I2
10k
14
J1
J9
2
1
R4
D4
RB7
120
LED-RED
TBLOCK-I2
ġekil 8.26 Koruma kartı devre Ģeması.
ġekil 8.27 Sistem koruma kartı.
GERILIM PROBU
J7
2
1
TBLOCK-I2
AN10
89
9. PAGF PROTOTĠPĠ KATLARINDAN ALINAN DENEYSEL SONUÇLAR
Tasarlanan PAGF prototipinin ölçüm katlarından alınan sinyaller aĢağıda
verilmiĢtir. Gerilim ölçüm katından alınan Ģebeke gerilimi üç faz için, faz gerilimleri, bu
gerilimlerin doğrultulmuĢ halleri, artı ve eksi alternansları belirleyebilmek için sıfır
geçiĢ sinyalleri grafikleri ġekil 9.1‟de görüldüğü gibidir.
ġekil 9.1 Gerilim ölçüm kartından faz gerilimleri, doğrultulmuĢ sinyaller ve sıfır geçiĢ sinyalleri.
ġekil 9.2„de 3 fazlı köprü diyot doğrultucunun çektiği akımın DA tarafındaki
grafiği görülmektedir. Bu yükün Ģebekeden çektiği akımın AA tarafta grafikleri ve sıfır
geçiĢ dedektöründen alınan artı eksi alternansları belirlemede kullanılan sinyaller ise
90
ġekil 9.3‟te görülmektedir. Burada sıfır geçiĢ sinyalleri akımın yaklaĢık sıfır olduğu
noktalarda sinyalin bir veya sıfır lojik seviyesinde olması problem teĢkil edecek
sonuçlar oluĢturmamaktadır.
ġekil 9.2 3 fazlı diyot doğrultucunun DA taraftaki akımı.
R fazı
S fazı
T fazı
ġekil 9.3 Akım ölçüm kartından alınan doğrultulmuĢ diyot doğrultucu akımları ve sıfır geçiĢ sinyalleri.
ġekil 9.4 tristörlü doğrultucunun çektiği akımın DA taraftaki grafiğini
göstermektedir. Tam kontrollü tristörlü doğrultucunun çektiği akım tetikleme açısı
91
devre üzerindeki trimpot aracılığıyla değiĢtirilerek arttırılıp azaltılabilmektedir. ÇeĢitli
tetikleme açılarındaki çekilen akım grafikleri ġekil 9.5‟te görülmektedir.
ġekil 9.4 Tam kontrollü tristörlü doğrultucunun DA taraftaki akımı.
ġekil 9.5 ÇeĢitli tetikleme açılarında tristörlü doğrultucunun DA taraftaki akımı.
ġekil 9.6 tam kontrollü tristörlü doğrultucunun Ģebeke fazlarından çektiği
akımları göstermektedir. Bu grafiklerde T fazındaki problem çalıĢmalar esnasında tam
kontrollü
tristörlü
kaynaklanmaktadır.
doğrultucu
katında
oluĢan
donanımsal
bir
problemden
92
R fazı
S fazı
T fazı
ġekil 9.6 Tristörlü doğrultucunun AA taraftaki faz akımları.
DSP katında oluĢturulan ve DSP‟nin dijital çıkıĢlarından elde edilen anahtarlama
sinyallerinin 3.3V olan gerilim seviyeleri, IGBT sürücü katına uygun olabilmesi için
15V‟a çıkarılmaktadır. IGBT sürücü katında bu anahtarlama sinyalleri kontrol
edilmekte ve IGBT sürücü modülü SKHI 61 modülü herhangi bir hata durumunda
anahtarlamayı kesmektedir. Uygulanan bu anahtarlama sinyallerinden bir tanesi ġekil
9.7‟de görülmektedir. DSP tarafından IGBT sürücü kartı için üretilen bu anahtarlama
sinyalleri için oluĢturulan ve bir kol için üst anahtarla alt anahtarın aynı anda kapalı
olma durumuna karĢı kullanılan ölü band süresi de aynı grafikte görülmektedir. IGBT
elemanlarını yanlıĢ anahtarlamadan korumak amacıyla hem donanımsal olarak IGBT
sürücü katında, hem de yazılımsal olarak DSP algoritmasında ölü band süresi
oluĢturulmaktadır.
93
ġekil 9.7 DSP‟nin ürettiği anahtarlama sinyallerinde oluĢturulan ölü band.
GerçekleĢtirilen prototipte, Ģebeke gerilimleri, Ģebeke akımları, filtre akımları ve
DA kondansatör gerilimi ölçüm katlarından sağlıklı ölçümler alınmaktadır. Alınan
ölçümler
DSP
algoritmasında
kullanılarak
gerekli
anahtarlama
sinyalleri
oluĢturulmaktadır. Ancak oluĢturulan anahtarlama sinyallerinin IGBT sürücü kartına
uygulanması aĢamasında sürücü modülü hata durumuna geçmektedir. Bu problemden
dolayı filtre akımları üretilememekte ve sistem performansı görülememektedir. Bu
problemin sistemde oluĢan parazitlerden kaynaklanabileceği düĢünülmekte ve bunun
üzerine çalıĢmalar devam etmektedir.
94
10. SONUÇLAR VE SONUÇLARIN TARTIġILMASI
Güç elektroniği elemanlarının elektrik cihazlarında kullanımının artması,
günümüzdeki yük profilinin çoğunlukla doğrusal olmayan yüklerden oluĢmasına neden
olmuĢtur. Dolayısıyla geleneksel pasif filtreler harmonik kompanzasyonda, reaktif güç
kontrol röleleri ise reaktif güç kompanzasyonunda yetersiz kalmaktadır. Bu güç kalitesi
problemlerinin üstesinden gelmek için güç elektroniği elemanları içeren aktif güç
filtreleri geliĢtirilmiĢtir.
Bu çalıĢmada doğrusal olmayan yüklerin ürettiği harmonik akım ve reaktif güç
kompanzasyonu için kullanılan aktif güç filtreleri incelenmiĢ ve bir paralel aktif güç
filtresi prototipi gerçekleĢtirilmiĢtir. Paralel aktif güç filtresi uygulamalarında yaygın
olarak kullanılan histerezis band PWM yöntemi açıklanmıĢtır. Geleneksel histerezis
band akım kontrol yönteminin dezavantajlarından biri olan yük değiĢiminde filtre
performansının düĢmesi sorununu gidermek için, yüke adaptif hale getirilen histerezis
band (AHB) akım kontrol yöntemi önerilmiĢtir.
Önerilen bu algoritmanın performansı simülasyonlar yapılarak klasik histerezis
band akım kontrol yöntemi ile karĢılaĢtırılmıĢ ve yük değiĢimi olan sistemlerde
performansının daha iyi olduğu gösterilmiĢtir. Aynı zamanda önerilen yöntemin
ortalama anahtarlama frekansının da klasik histerezis band akım kontrol yöntemine göre
daha düĢük olduğu simülasyonlarla gösterilmiĢtir. Önerilen yöntemle, yükün değiĢim
aralığının fazla olduğu sistemlerde yükün Ģebekeden çektiği akımın azaldığı anlarda
PAGF, THD sınırlarını sağlayabilmekte, yükün Ģebekeden çektiği akımın arttığı
durumlarda ise geleneksel yönteme göre daha az anahtarlama yapmaktadır.
Önerilen yöntemin deneysel sonuçlarının, gerçekleĢtirilen prototipten alınması
çalıĢmalarında sistemin IGBT sürücü katından kaynaklanan problemler neticesinde
filtre performansı pratik olarak görülememiĢtir. Bu problemin kaynağı olarak görülen
anahtarlama sinyallerinin hatalı üretilmediği, anahtarlama sinyallerinin gerilim
seviyelerinin sürücü modülünün özelliklerine uygun olduğu, sürücü modülü
beslemesinin katalog bilgilerine uygun olduğu görülmüĢtür. Sistemde oluĢan
parazitlerin bu hataya neden olabileceği düĢünülmektedir.
Simülasyonlarda
ve
gerçekleĢtirilen
PAGF
prototipinde
referans
filtre
akımlarının belirlenmesinde aktif güç filtrelerinde yaygın olarak kullanılan anlık güç
teorisi kullanılmıĢtır. Bu teorinin pratik uygulamalarda iĢlemciyi zorlamayan ve
sistemin hızını yavaĢlatmayan basit bir algoritması olduğu görülmüĢtür.
95
Paralel aktif güç filtrelerinde yük akımları, filtre akımları ve Ģebeke gerilimleri
ölçülmektedir. Yük akımları ve Ģebeke gerilimleri yükün çektiği harmonik akım ve
reaktif gücü belirlemek için kullanılmaktadır. Filtre akımları ise anahtarlama
sinyallerinin elde edilmesinde geri besleme olarak kullanılmaktadır. Bu ölçümlerin
hassasiyeti
ve
kullanılan
devre
elemanlarının
doğrusal
çalıĢmaları
sistem
performansında etkili olmaktadır. GerçekleĢtirilen prototipin ölçüm katlarından alınan
sinyaller incelendiğinde, ölçüm performanslarının iyi olduğu görülmektedir. Ölçüm
katlarındaki kalibrasyonların ve kazanç değerlerinin el ile ayarlanması sonucunda
kartların aynı referansa göre farklı hata oranlarında olabileceği düĢünülerek otomatik bir
kalibrasyon sistemi üzerine çalıĢılabilir.
Histerisiz band DGA yöntemi anahtarlama frekansı sabit olmasa da akım
kontrolünü kolay ve etkin bir Ģekilde yaptığı için paralel aktif güç filtresi
uygulamalarında tercih edilen bir yöntemdir. Ancak histerezis band aralığının sabit
olması, yükün değiĢimi ile sistem performansını olumsuz yönde etkilemektedir.
Önerilen yöntemle bu problemin aĢılması amaçlanmaktadır ve sonuçlar önerilen
yöntemin yük değiĢimi olan sistemlerde performansının klasik histerezis band
yöntemine göre daha iyi olduğunu göstermektedir. Ancak klasik yöntemde olduğu gibi
anahtarlama
frekansının
değiĢken
olması
sistemin
tasarım
parametrelerinin
belirlenmesini zorlaĢtırmaktadır. Anahtarlama frekansının belirli aralıkta tutulması için
çalıĢılabilir.
96
KAYNAKLAR
Akagi, H., Watanabe, E.H., Aredes, M., 2007, Instantaneous Power Theory and
Applications to Power Conditioning, IEEE Press.
Akagi, H., 1996, New Trends in Active Filters for Power Conditioning, IEEE
Transaction on Power Delivery, Vol.5, No.3, 1312-1322.
Akagi, H., Nabae, A., Atoh, S., 1986, Control Strategy of Active Power Filters Using
Multiple Voltage-Source PWM Converters, IEEE Transactions on Industry
Applications, Vol IA-22, No 3, May/June.
Akagi, H., Kazanawa, Y., Nabae, A., 1984, Instantaneous Reactive Power Compensator
Comprising Switching Devices without Energy Storage Components, IEEE
Transaction on Industry Application, Vol. IA-20, No.3, 625-630.
Akagi, H., 1994, Trends in Active Power Line Conditioners, IEEE Transaction on
Power Electronics, Vol. 9, No.3, 263-268.
Aredes, M., Watanabe E.H., 1995, New Control Algorithms for Series and Shunt ThreePhase Four-Wire Active Power Filters, IEEE Transactions on Power Delivery,
Vol. 10, No 3, July.
Bhattacharya, S., Divan, D.M. and Banerjee, B., 1991, Synchronous Frame Harmonic
Isolator Using Active Series Filter, EPE-1991, pp 3-030–3-035.
Buso, S., Malesani, L., Mattavelli, P., 1998, Comparison of Current Control Techniques
for Active Filter Applications, IEEE Transactions on Industrial Applications,
Vol.45, No.5, October.
Bose, B. K., 1990, An Adaptive Hysteresis-Band Current Control Technique of a
Voltage-Fed PWM Inverter for Machine Driver System, IEEE Transaction on
Industrial Electronics, Vol. 37, No.5, 402-408.
Chen, D., Xie, S., 2004, Review of the Control Strategies Applied to Active Power
Filters, IEEE International Conference on Electric Utility Deregulation,
Restructuring and Power Technologies, April, Hong Kong.
Fujita, H., Akagi, H., 1991, A Practical Approach to Harmonic Compensation in Power
Systems – Series Connection of Passive and Active Filters, IEEE Transactions on
Industry Applications, Vol. 27, No 6, November/December.
Gonzales, D.A., McCall, J.C., 1987, Design of Filters to Reduce Harmonic Distortion in
Industrial Power Systems, IEEE Transactions, IA-23, (3), 504-511.
Grady, W.M., Samotjy, M.J., Noyola, A.H., 1990, Survey of Active Power line
Conditioning Methodologies, IEEE Transactions on Power Delivery, Vol 5, No 3,
July.
97
Huang, S.J., Wu, J.C., 1999, Design and Operation of Cascaded Active Power Filters
for the Reduction of Harmonic Distortions in a Power System, IEE Proceedings,
Vol.146, No 2, March.
JOU, H.L., 1995, Performance comparison of the three phase active power filter
algorithms, IEE Proc. Gener. Trunsni. Distrib., 142, (6), pp. 646.
Kale, M., 2009, Paralel Aktif Güç Filtresi için Yeni Bir Denetim Yönteminin
GeliĢtirilmesi ve GerçekleĢtirilmesi, Doktora Lisans Tezi, Kocaeli Üniversitesi
Fen Bilimleri Enstitüsü.
Kale, M., 2004, Paralel Aktif Güç Filtresi ile Harmonik Akım ve Reaktif Güç
Kompanzasyonu, Yüksek Lisans Tezi, Kocaeli Üniversitesi Fen Bilimleri
Enstitüsü.
Kazmierkowski, M.P., Malesani, L., 1998, Current control techniques for three-phase
voltage-source PWM converters: a survey, IEEE Transactions on Industrial
Electronics, Volume 45, Issue 5, 691-703.
KocabaĢ, Ġ., 2009, 10kVA Gücünde DSP Tabanlı Aktif Güç Filtresi GerçekleĢtirilmesi,
Yüksek Lisans Tezi, Hacettepe Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü.
Peng, F.Z., 1999, Harmonic Sources and Filtering Approaches, IEEE Industry
Applications Magazine, July/August 2001.
Peng, F.Z., Akagi, H., Nabae, A., 1990, A New Approach to Harmonic Compensation
in Power Systems – A Combined System of Shunt Passive and Series Active
Filters, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 26, No 6,
November/December.
Reid, W.E., 1996, Power Quality Issues-Standards and Guidelines, IEEE Transactions,
IA-32, (3), 625-632.
Singh, B., AL-Haddad, K., Chandra, A., 1999. A Review of Active Filters for Power
Quality Improvement, IEEE Transaction on Industrial Electronics, Vol. 46, No.5,
October, 133-138.
Takeda, M., Ikada, A. Teramoto, A., Aritsuka, T., 1988, Harmonic Current and
Reactive Power Compensation with an Active Filter.
Tmothy, L.S., 2002, The Power Electronics Handbook, CRC Express.
Watanabe, E. H., Stephan, R. M., Aredes, M., 1993, New Concepts of Instantaneous
Active and Reactive Powers in Electrical Systems with Generic Loads. IEEE
Transaction Power Delivery, Vol.8, No.2, 697-703.
Anonymous, 1992, IEEE Recommended Practices and Requirements for Harmonic
Control in Electrical Power Systems, IEEE IAS Std.519–1992.
98
Anonymous, 2004, Isolated Current and Voltage Transducers, 3rd Edition, LEM
Components.
Anonymous, 2008, LA55P Datasheet, LEM Components.
Anonymous, 2008, LV25P Datasheet, LEM Components.
Anonymous, 2003, ezDSP F2812 Technical Reference, Spectrum Digital.
Anonymous, 2007, F2812 Data Manual, Texas Instruments.
Anonymous, 2005, MC14504B Datasheet, Semiconductor Components Industries.
Anonymous, AD210 Datasheet, Analog Devices.
Anonymous, 2007, SKHI 61 Datasheet, SEMIKRON.
Anonymous, 2010, SEMIX 13 Datasheet, SEMIKRON.
Anonymous, CCS Guide, Texas Instruments.
99
ÖZGEÇMĠġ
KĠġĠSEL BĠLGĠLER
Adı Soyadı
Uyruğu
Doğum Yeri ve Tarihi
Telefon
Faks
e-mail
:
:
:
:
:
:
Hasan Hüseyin MUTLU
TC
Konya, 1979
0505 6553583
hhmutlu@selcuk.edu.tr
EĞĠTĠM
Derece
Adı, Ġlçe, Ġl
Lise
: Ġmam Hatip Lisesi, Konya
Üniversite
: Gazi Üniversitesi Müh. Mim. Fak.
Yüksek Lisans :
Doktora
:
Bitirme Yılı
1996
2001
Ġġ DENEYĠMLERĠ
Yıl
2001-2002
2002-2009
2009-
Kurum
Cemre Mühendislik
SÜ Ereğli MYO
TC Sanayi ve Ticaret Bakanlığı
UZMANLIK ALANI
Güç Elektroniği
YABANCI DĠLLER
Ġngilizce (ÜDS:69)
BELĠRTMEK ĠSTEĞĠNĠZ DĠĞER ÖZELLĠKLER
YAYINLAR
-
Görevi
Mühendis
Öğretim Görevlisi
Mühendis
Download