tc inönü üniversitesi fen bilimleri enstitüsü asenkron motorların

T.C.
İNÖNÜ ÜNİVERSİTESİ
FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ
ASENKRON MOTORLARIN SAYILSAL İŞARET İŞLEMCİ
KULLANARAK HIZ KONTROLÜ
OSMAN TEMEL
YÜKSEK LİSANS TEZİ
ELEKTRİK ELEKTRONİK MÜHENDİSLİĞİ
ANABİLİM DALI
MALATYA
Ağustos 2011
Tezin Başlığı: Asenkron Motorların Sayısal İşaret İşlemci Kullanarak Hız Kontrolü
Tezi Hazırlayan: Osman TEMEL
Sınav Tarihi: 08.07.2011
Yukarıda
adı
geçen
tez jürimizce
değerlendirilerek Elektrik-Elektronik
Mühendisliği Ana Bilim Dalında Yüksek Lisans Tezi olarak kabul edilmiştir.
Sınav Jürisi Üyeleri
Prof. Dr. Nusret TAN (Jüri Başkanı)
………...…........................
Doç. Dr. Müslüm ARKAN (Tez Danışmanı)
…......................................
Yrd. Doç. Dr. Ömer Faruk ÖZGÜVEN (Üye)
…......................................
İnönü Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü Onayı
Prof. Dr. Asım KÜNKÜL
Enstitü Müdürü
Onur Sözü
Yüksek lisans tezi olarak sunduğum “Asenkron Motorların Sayısal İşaret
İşlemci Kullanarak Hız Kontrolü’’ başlıklı bu çalışmanın bilimsel ahlak ve geleneklere
aykırı düşecek bir yardıma başvurmaksızın tarafımdan yazıldığını ve yararlandığım
bütün kaynakların, hem metin içinde hem de kaynakçada yöntemine uygun biçimde
gösterilenlerden oluştuğunu belirtir, bunu onurumla doğrularım.
Osman TEMEL
ÖZET
Yüksek Lisans Tezi
ASENKRON MOTORLARIN SAYISAL İŞARET İŞLEMCİ
KULLANARAK HIZ KONTROLÜ
Osman TEMEL
İnönü Üniversitesi
Fen Bilimleri Enstitüsü
Elektrik-Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı
75 + viii sayfa
2011
Danışman: Doç. Dr. Müslüm ARKAN
Asenkron motorlar basit ve dayanıklı bir yapıya sahiptirler ve kuşkusuz
endüstriyel uygulamalarda kullanılan en yaygın elektrik motorlarıdır. Bu
bakımdan asenkron motor kontrolü endüstriyel uygulamalarda çok önemlidir.
Fakat asenkron motor karmaşık yapısı nedeniyle DC motor gibi kolay kontrol
edilemez. Asenkron motor kontrolü, teknolojinin gelişmesi ve özelikle de güç
elektroniği elemanlarında ki gelişmelerle DC motor kontrolüyle rekabet edecek
seviyeye gelmiştir.
Asenkron motor çeşitli yöntemlerle kontrol edilebilir. Bu yöntemlerinden
biri olan vektör kontrol ile motorun akı ve moment bağıntıları arasındaki
etkileşim ortadan kaldırılarak bu iki değişken DC motorlarda ki gibi birbirinden
bağımsız olarak kontrol edilebilir. Böylece, motorun akı bileşeni sabit tutularak
moment bileşeni ile motor momenti ve hızı denetlenebilir. Ancak vektör kontrol
sistemleri yüksek hızlı ve doğruluklu işlem yapmaya ihtiyaç duymaktadır. Bu
nedenle sayısal işaret işlemciler (DSP’s) asenkron motorlarının vektör
kontrolünde yaygın olarak kullanılmaya başlamıştır.
Bu tez çalışmasında, öncelikle bu konuyla ilgili daha önce yapılmış
çalışmalar araştırılmıştır. Daha sonra asenkron motorun temelleri genel olarak
anlatılıp, skaler ve vektör kontrol teorisi verilmiştir. Asenkron motor kontrolüne
uygun bir vektör kontrol yöntemi bulunması için incelenen kaynaklarda
kullanılan vektör kontrol yöntemleri çeşitli simülasyon yazılımları üzerinde test
edilmiştir. Simülasyon ortamında test edilen vektör kontrol yöntemlerini pratikte
de uygulamak için Technosoft Motion firmasına ait TMS320F28335 işlemci
tabanlı MCK28335 motor kontrol düzeneğinde kullanılmış ve deneysel sonuçlar
kıyaslanarak optimum PI parametreleri bulunmaya çalışılmıştır.
ANAHTAR KELİMELER: Vektör Kontrol, Technosoft Motion MCK 28335,
MATLAB/Simulink, Asenkron motor kontrolü
i
ABSTRACT
M. Sc.
INDUCTION MOTOR SPEED CONTROL
WITH DIGITAL SIGNAL PROCESSOR
Osman TEMEL
İnönü University
Graduate School of Natural and Applied Sciences
Department of Electric and Electronics Engineering
75 + viii pages
2011
Supervisor: Assoc. Prof. Dr. Müslüm ARKAN
Induction motors have simple and robust structure, and undoubtedly they
are the most common electric motors used in the industrial applications. In this
regard, induction motor control is very important. However, due to complexity of
induction motor, they cannot be easily control such as DC motor. The
development of technology and particularly advances in power electronics
equipment bring the control of Induction motor to the level to compete with the
DC motor control.
Induction motor can be controlled by various methods. By using the
vector control technique, which is one of the induction motor control method,
motor flux and torque can be independently controlled like DC motors by
eliminating the relation between these two variables. Thus, the motor torque
and speed can be controlled by using the torque component while keeping the
flux component constant. However, vector control systems need to operate with
high-speed and accuracy. Therefore, digital signal processors (DSP’s) have
been used widely in vector control of induction motors.
Firstly, in this thesis, previous studies have been investigated. Then, the
foundations of the induction motor, scalar and vector control is given. To find
out an appropriate vector control method of induction motor; vector control
methods which used in the surveyed literature, has been tested on a variety of
simulation software. The vector control method that was tested in simulation,
was also tested in practice by using TMS320F28335 processor-based
Technosoft Motion company’s MCK28335 motor control system, and the
optimum parameters of PI has been established by comparing experimental
results.
KEYWORDS: Vector Control, Technosoft Motion MCK 28335,
MATLAB/Simulink, Induction Motor Control
ii
TEŞEKKÜR
Bu tez çalışmasının her aşamasında bilgi, tavsiye ve desteğini aldığım
beni yönlendiren; bilgi ve tecrübelerini aktaran ve zamanını ayıran kıymetli
danışman hocam sayın Doç.Dr. Müslüm ARKAN’a, çalışmalarımda yardımlarını
esirgemeyen değerli arkadaşım Yük. Müh. Fuat KILIÇ’a ;
Yüksek Lisans eğitimim boyunca bilgi ve tecrübelerini benimle paylaşan
Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölüm Başkanlığında ki hocalarıma;
Ayrıca tüm hayatım boyunca ilgi ve desteklerini benden esirgemeyen
değerli aileme ve tüm sevdiklerime;
teşekkür ederim.
iii
1.
2.
2.1.
2.1.1.
2.1.2.
2.1.3.
2.2.
2.2.1.
2.2.2.
3.
3.1.
3.2.
3.3
4.
4.1.
4.1.1.
4.2.
4.3.
4.3.1.
4.3.2.
5.
5.1.
5.2.
5.3.
5.3.1.
5.3.2.
5.3.3.
5.3.4.
6.
7.
8.
İÇİNDEKİLER
ÖZET………………………………………….…………………….…
ABSTRACT…………………………………….……………………..
TEŞEKKÜR…………………………………….………………….….
İÇİNDEKİLER………………………………………….……………..
ŞEKİLLER LİSTESİ………………………………..…………………
TABLOLAR LİSTESİ……………………………..…………………..
SİMGELER LİSTESİ…………………………………….…………...
GİRİŞ…..…………………..……………..………………….……….
KURAMSAL TEMELLER………………………………….……….
Asenkron Motorların Yapısı ve Özellikleri…………….….……….
Asenkron motorun çalışma prensibi………………………….……
Bilezikli asenkron motor…………………………………………….
Sincap kafesli asenkron motor………………...………………......
Asenkron Motorun Matematiksel Modeli…………………...……..
(d-q) Duran eksen takımında asenkron motor modeli………......
(α –β)Hareketli eksen takımında asenkron motor modeli….……
MATERYAL ………………………………………………………....
Sinüzoidal PWM (SPWM)………………………………….……....
Uzay Vektör Darbe Genişlik Modülasyonu (SVPWM)…………..
PID Denetleyici Katsayılarının Sisteme Etkisi….………………...
YÖNTEM...……………………………………..………………….…
Asenkron Motorun Hız Kontrolü……………………..………..…..
Asenkron motor devir sayısının ayarlanmasının önemi…..…….
Skaler Kontrol Yöntemi………………………………………..……
Vektörel Kontrol Yöntemi……………..……………….…................
Doğrudan vektör kontrol yöntemi…………………….…................
Dolaylı vektör kontrol yöntemi……………..………….…................
ARAŞTIRMA BULGULARI VE UYGULAMALAR.....................
Simülasyon 1………….……………..…………………………….
Simülasyon 2………………………………………………………..
TMS320F28335 Tabanlı Technosoft Motion’a ait Asenkron
Motor Kontrol Sistemi MCK28335…..…………………………….
DSP Motion arayüzünün incelenmesi…..…………………….…..
Uygulama 1..……………………………….………........................
Uygulama 2.………………………………………………………….
Uygulama 3..………………………………………….…….…….....
SONUÇ VE ÖNERİLER…………………………………………….
KAYNAKLAR………………………………………………….........
ÖZGEÇMİŞ…………………………………………………………..
iv
Sayfa
i
ii
iii
iv
v
vii
viii
1
4
4
5
7
9
12
13
14
18
18
21
29
31
31
31
33
35
43
44
46
46
52
57
61
64
66
70
72
73
75
Şekil 2.1.
Şekil 2.2.
Şekil 2.3.
Şekil 2.4.
Şekil 2.5.
Şekil 2.6.
Şekil 2.7.
Şekil 3.1.
Şekil 3.2.
Şekil 3.3.
Şekil 3.4
Şekil 3.5
Şekil 3.6
Şekil 3.7
Şekil 3.8
Şekil 3.9
Şekil 3.10
Şekil 3.11
Şekil 3.12
Şekil 3.13
Şekil 4.1.
Şekil 4.2.
Şekil 4.3.
Şekil 4.4.
Şekil 5.1.
Şekil 5.2.
Şekil 5.3.
Şekil 5.4.
Şekil 5.5
Şekil 5.6.
Şekil 5.7.
Şekil 5.8.
Şekil 5.9.
Şekil 5.10.
Şekil 5.11.
Şekil 5.12.
ŞEKİLLER LİSTESİ
Asenkron motor çeşitleri, stator ve rotor görünümleri ……...
Asenkron motorun kesiti ve olukların konumu ………….......
Sincap kafesli asenkron motorun parça bazlı incelenmesi…
Asenkron motorda stator-rotor arası gerilim ilişkisi …………
Üç fazlı simetrik Asenkron motorun temel kesiti ve eksen
takımları………………………………………………………….
Sabit ve dönen eksen takımlarında, stator ve rotor
akımlarının uzay vektörleri……………………………………..
Asenkron motorun sabit eksen takımındaki 2 fazlı modeli....
Sinüzoidal PWM (Darbe Genişlik Modülasyonu) blok
şeması……………………………………………………………
Çift yönlü gerilim anahtarlamalı SPWM ……….……..………
Üç kollu evirici devre şeması…………………………………..
Sekiz anahtarlama konumunun lojik gösterimi………………
Sabit zaman paylaşımı için üç kollu evirici devresi
çıkısındaki gerilimler…………………………………………….
Altı aktif uzay vektörünün sınırladığı altıgen alan……………
Tetikleme anının bölge 1 için dağılımı………………………..
Tetikleme anının bölge 2 için dağılımı………………………..
Tetikleme anının bölge 3 için dağılımı………………………..
Tetikleme anının bölge 4 için dağılımı………………………..
Tetikleme anının bölge 5 için dağılımı………………………..
Tetikleme anının bölge 6 için dağılımı………………………..
Matlab Simulinkte PID kontrolör blok diyagramı…………….
Kapalı çevrim (geri beslemeli) V/f Skaler kontrol blok
diyagramı...............................................................................
a-b-c fazlarının α -β eksen takımına dönüşümü …………....
α-β eksen takımından d-q eksen takımına dönüşümü ……..
Asenkron motorun dolaylı vektör kontrollü sürme blok
diyagramı………………………………………………………..
Matlab Simulinkte vektör kontrolü için tasarlanmış
simülasyon.………...……………………………………………
Hız devresi PID için Kp=60,Ki=Kd=0, için hız cevabı ………
Kp=60,Ki=Kd=0, için Statordan alınan akım cevabı …….….
Kp=60,Ki=Kd=0, için Statordan alınan akım cevabının
sabitlendiği değer………………………………………….……
Hız devresi PID için Kp=120,Ki=3,Kd=0, için hız cevabı ….
PID için Kp=120,Ki=3,Kd=0, için akım cevabı ………....…...
Kp=120,Ki=3,Kd=0, için Statordan alınan akım cevabının
sabitlendiği değer……………………………………………….
Hız devresi PID için Kp=1200,Ki=5,Kd=3, için hız cevabı.....
PID için Kp=1200,Ki=5,Kd=3, için akım cevabı ..…….…......
Matlab Simulinkte vektör kontrolü için diğer bir simülasyon..
Hız devresi PID için Kp=1200,Ki=120,Kd=3,Akım devresi
PID için Id için Kp=26 Ki=13,Kd=0 için hız cevabı ..……….
Hız devresi PID için Kp=1200,Ki=120,Kd=3,Akım devresi
PID için Id için Kp=26 Ki=13,Kd=0 için akım cevabı ..……..
v
Sayfa
5
6
11
11
12
14
16
18
19
21
22
23
24
26
26
27
27
27
28
29
35
39
40
45
46
48
48
48
49
49
49
50
50
52
53
53
Şekil 5.13. Hız devresi PID için Kp=1200,Ki=120,Kd=3,Akım devresi
PID için Id için Kp=6 Ki=3,Kd=0 için hız cevabı ….………..
Hız devresi PID için Kp=1200,Ki=120,Kd=3,Akım devresi
Şekil 5.14.
PID için Id için Kp=6,Ki=3,Kd=0 için akım cevabı ………….
Hız devresi PID için Kp=1200,Ki=120,Kd=3,Akım devresi
Şekil 5.15
PID için Id için Kp=6 Ki=3,Kd=0 için set akım cevabı .…….
Hız devresi PID için Kp=1200,Ki=150,Kd=3,Akım devresi
Şekil 5.16
PID için Id ve Iq için Kp=6,Ki=3,Kd=1 için hız cevabı……..
Hız devresi PID için Kp=1200,Ki=150,Kd=3,Akım devresi
Şekil 5.17.
PID için Id ve Iq için Kp=6,Ki=3,Kd=1 için akım cevabı …...
Hız devresi PID için Kp=1200,Ki=150,Kd=3,Akım devresi
Şekil 5.18.
PID için Id ve Iq için Kp=6 Ki=3,Kd=1 için set akım cevabı..
Şekil 5.19. MCK28335 düzeneğine ait benzetim…………………………
Şekil 5.20. MCK28335 motor kontrol kitinin çalışma algoritması……….
Şekil 5.21. MCK28335 modülüne ait Vektör Kontrol algoritması….........
Şekil 5.22. DSP Motion arayüzünün genel görüntüsü……………………
Şekil 5.23. DSP Motion arayüzünde girişe uygulanan referans hız…....
Şekil 5.24. DSP Motion arayüzünde akım girişi PI görünümü………….
DSP Motion arayüzünde hız girişi PI görünümü gözlenmek
Şekil 5.25.
istenen değişken seçimi………………………………………..
Hız devresi Kp=1357 Ki=242 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.26.
Hız cevabı……………………………………………………….
Hız devresi Kp=1357 Ki=242 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.27.
Iq cevabı.. ……………………………………………………….
Hız devresi Kp=1000 Ki=142 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.28.
Hız cevabı..………………………………………………………
Hız devresi Kp=1000 Ki=142 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.29.
Iq cevabı..………………………………………………………..
Hız devresi Kp=1357 Ki=242 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.30.
Hız cevabı.. ……………………………………………………..
Hız devresi Kp=1357 Ki=242 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.31.
Iq cevabı………………………………………………………….
Hız devresi Kp=500 Ki=42 Akım devresi Kp=0.01 Ki=0.02
Şekil 5.32.
Hız cevabı..……………………………………………………..
Hız devresi Kp=500 Ki=42 Akım devresi Kp=0.01 Ki=0.02
Şekil 5.33.
Iq cevabı.. ……………………………………………………….
Hız devresi Kp=1357 Ki=242 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.34.
cevap.. …………………………………………………………...
Hız devresi Kp=1357 Ki=242 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.35.
Ia,Ib cevabı.. ……………………………………………………
Hız devresi Kp=1357 Ki=242 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.36.
cevap……………………………………………………………..
Hız devresi Kp=1357 Ki=242 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.37.
Ia,Ib cevabı.. ……………………………………………………
Hız devresi Kp=1357 Ki=242 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.38.
hız cevabı.. ……………………………………………………..
Hız devresi Kp=1357 Ki=242 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.39.
Ia,Ib cevabı………………………………………………………
Hız devresi Kp=1357 Ki=242 Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28
Şekil 5.40.
Iq cevabı.. ……………………………………………………….
vi
54
54
54
55
55
55
57
58
60
61
62
62
63
65
65
65
65
66
66
67
67
67
68
69
69
70
70
71
TABLOLAR LİSTESİ
Tablo 3.1
Tablo 3.2.
Tablo 4.1.
Sayfa
Sekiz anahtarlama konumu ve gerilim vektörleri……………….. 22
P-I-D denetleyici için katsayılarının sisteme etkisi ……………… 29
Kontrol çeşitlerinin avantaj ve dezavantajları…………………….. 32
vii
SİMGELER LİSTESİ
B
Sürtünme katsayısı
e
Hata vektörü
f
Frekans
i
Stator akımı sütun vektörü
i
Mıknatıslama akımı
i (t)
Stator A fazı akımı
i (t)
Stator B fazı akımı
i (t)
Stator C faz akımı
i
d ekseni akımı
i
q ekseni akımı
f
Manyetik Motor Kuvvet
J
Atalet momenti katsayısı
k
Sabit bir katsayı
K
Oransal kazanç sabiti
K
İntegral kazanç sabiti
K
Türev kazanç sabiti
L
Mıknatıslama indüktansı
L
Rotor indüktansı
L
Stator sargısı indüktansı
L’s
Stator geçici indüktansı
n -N
Stator devir sayısı
n
Rotor devir sayısı
p
Çift kutup sayısı
r ve r
Sabit eksen takımına dönüştürülen rotorun d ve q eksenleri
rα ve r
Rotor α ve B eksenleri
R
Stator direnci
R
Rotor direnci
s
Kayma
sD ve sQ
Statorun D ve Q eksenleri
s , s ve s Stator faz sargıları
T
Yük momenti
t
Örnekleme zamanı
T
Rotor zaman sabiti
U
Referans gerilim vektörü
V
DC bara gerilimi
sα
Stator akımı vektörü ile sD ekseni arasındaki açı
α
Rotor akımı vektörü ile r ekseni arasındaki açı
ω
Açısal frekans
ω ve ω
Rotor elektriksel ve motor açısal hızları
θ
A fazı manyetik ekseni referans alındığında stator çevresinin açısı
ψ
Akı
ψ
Rotor akısı sütun vektörü
μ
Rotor zaman sabiti hatası
viii
1.GİRİŞ
Asenkron motor vektör kontrolüyle ilgili yayınlanan makaleler ve bu tezin
konusuyla ilgili çalışma ve araştırmalar gösteriyor ki asenkron motorun iyi bir
kontrolü için
vektör
kontrol
yöntemleri çok etkilidir.
Vektör kontrolün
gerçekleştirilmesinde ise ana parametreler motorun modelinin oluşturulmasında
kullanılan matematik modeli oluşturan ilkelerdir. Asenkron motor vektör
kontrolünde gerekli olan stator akımı, rotor akısı ve stator akısı ölçülebildiği gibi
rotor akısı hesaplanarakta bu gerçekleştirilebilir. Ancak stator akımı ve gerilimi
ölçülmelidir zira bunları hesaplamak gibi bir durum söz konusu değildir. Rotor
ve stator akıları ise hall sensörü veya ikinci bir ölçü sargısının motorla birlikte
dizayn
edilmesiyle
gerçekleştirilebilir.
Bu
dizayn
her
motorda
uygulanamayacağı ve seri üretim motorlarda böyle bir özel imalat olmadığı için
genellikle stator ve rotor akıları güncel olarak hesaplanarak vektör kontrol
gerçekleştirilir. Bu hesapların gerçek değerlere yakın olması için motor
parametrelerinin tam olarak bilinmesi veya belirlenmesi şarttır. Şu durumda
gözden kaçırılmamalıdır ki, çalışma esnasında motor parametreleri çalışma
süresi boyunca sıcaklık, deri olayı, doyum, malzeme kalitesi, mekanik
aksamdaki farklılıklar vb. gibi nedenlerden ötürü değişiklik gösterir [1, 2, 3]. Bu
değişiklikler vektör kontrol için gerekli vektör hesaplarına, akı hesaplarına
doğrudan etki ettiklerinden daha iyi bir kontrol için bu değerlerin güncellenmesi
gerekir. Bu bakımdan özellikle son zamanlarda ki çalışmalar, çalışma
esnasında bu değer değişikliklerin kestirilerek motor modelinin güncellenmesini
sağlamaya yöneliktir ve çalışmalar ilerledikçe geçmişten günümüze gelişen
teknoloji ve motor üretim kalitesinin de etkisiyle kontrol daha farklı yaklaşımlarla
daha etkili biçimde gerçekleştirilmektedir [4, 5].
Bose [6], tarafından kontrol için referans alınan akı yönlendirmenin
yapıldığı, stator veya rotor alanı yönlendirme şeklinde bir sınıflandırma
yapılmıştır. Bu sınıflandırmadan en yaygın kullanılanı ise rotor akısı alan
yönlendirme vektör kontrolüdür. Holtz’e göre vektör kontrol için asenkron motor
matematiksel modelini oluştururken Bose’un sınıflandırmasında ki stator alan
yönlendirme için stator akımı ve stator akısı bilgisi, rotor alan yönlendirme
kontrolü içinse stator akımı ve rotor akısı bilgileri kullanılmalıdır.
1
Boussak’a [2], göre vektör kontrol teknikleri, doğrudan (geri beslemeli) ve
dolaylı (ileri beslemeli) alan vektör yönlendirme kontrolü olarak iki sınıfa
ayrılabilir. Doğrudan vektör kontrol yönteminde alan vektörü stator çıkışlarından
elde edilir, dolaylı vektör kontrolde ise alan yönlendirmenin sağlanması için
motorun
kayma
frekansı
kullanılır.
Doğrudan
vektör
kontrolde
kayma
frekansının hesaplanması gerekliyken, dolaylı vektör kontrolünde kayma hızı
sisteme referans kayma hızı olarak verilir.
Lai’ye [7], göre vektör kontrol yöntemleri, rotor hızının veya alan akısı
konumunun belirlenmesi için algılayıcı ile gözleniyorsa algılayıcılı (sensörlü)
vektör kontrol eğer algılayıcı kullanılmıyorsa algılayıcısız (sensörsüz) vektör
kontrol şeklinde iki sınıfa ayrılabilir. Fakat şu bilinmelidir ki, stator akımı ve
gerilimi ölçülmeden herhangi bir vektör kontrol yapılamaz. Hassas bir motor
kontrol sistemi için ise en uygun vektör kontrol yöntemi algılayıcılı (sensörlü)
vektör kontroldür, zira vektör kontrol parametreleri zamanla değişiklik gösterir.
Vithayathil’e [2], göre akı ve moment, gerilim, frekans ve motorun verdiği
cevaba bağlıdır. Skaler kontrol doğruluğun zorunlu olmadığı pompa ve fan gibi
uygulamalar için yeterlidir. Vektör kontrolü tekniklerinin gelişmesiyle, V/f
kontrolündeki düşük asenkron makine performansının asenkron motorun
kendisinden değil, motora gücün verilme veya kontrol edilme yönteminden
kaynaklandığıdır.
Asenkron motorun vektör kontrolüyle ilgili Türkiye’de ki üniversitelerde
yapılan yüksek lisans, doktora, kitap ve makale çalışmaların başlıcaları ve bu
tezin hazırlanması esnasında referans olarak aldığım ve atıfta bulunduğum bazı
tez, kitap ve makaleden bahsedecek olursak.
K. Gülez [8], vektör kontrol çalışmasında sayısal işaret işleyici (DSP)
kullanarak bir asenkron motor vektör kontrol sistemi oluşturulup, sistem
performansını yapay sinir ağları (YSA) kullanarak arttırmaya çalışılmıştır.
M.K. Sarıoğlu, M. Gökasan ve S. Boğosyan [1], asenkron motor ve
kontrolünü inceledikleri kitaplarını yayınlayarak, vektör kontrol yöntemleri
hakkında başucu kitabı olmuş ve bir çok uygulamanın temelini oluşturan
yayınlar yapmışlardır.
2
İ. Ertürk [2], çalışmasında gerek teorik olarak toparladığı bilgileri ve
yaklaşımını açıklayarak gerekse simülinkte hazırladığı algoritmalarla asenkron
motorun vektör kontrolünü gerçekleştirmiştir. Rotor hızını kestirmek için yapılan
MRAS (Model Reference Adaptive System) ve EKF (Extended Kalman Filter)
tasarlamış bu iki sistemin performansları karşılaştırmış.
H. Çelik [5], Uzay Vektör Darbe Genişlik Modülasyonu (SVPWM) ile çok
kullanılan değişik darbe genişlik modülasyonlarının asenkron motor hız
kontrolündeki performanslarını karşılaştırmıştır.
Eğer toparlayacak olursak motor kontrol sistemleri birbirine bağlı olarak,
rotor akısı veya stator akısı yönlendirmeli, dolaylı vektör kontrol veya doğrudan
vektör kontrol, algılayıcılı vektör kontrol veya algılayıcısız vektör kontrol gibi
sınıflandırmalarla incelenmektedir. Bu sınıflandırmalar kendi içerisinde farklı
yöntemlerle kontrol edilerek daha alt sınıflara da ayrılmıştır.
3
2.KURAMSAL TEMELLER
2.1. Asenkron Motorların Yapısı ve Özellikleri
Asenkron makineler, makine kullanımı açısından gerek sanayide gerek
kişisel kullanım açısından en çok kullanılan elektrik makineleridir. Kullanımda ki
tüm elektrik makineleri kıyaslandığında asenkron makineler daha ucuz ve
bakım ihtiyaçları diğer makinelere göre belirgin olarak daha azdır. Bu pozitif
özellikleri asenkron makinelerin endüstride en çok kullanılan makineler olmasını
sağlamıştır. Asenkron makineler endüstride genellikle motor olarak çalıştırılırlar,
ancak bazı koşulların sağlanması ve uygun tasarlanması halinde jeneratör
olarak da kullanabilirler. Asenkron makineleri senkron makinelerden farklı kılan
temel özellik dönme hızıdır, dönme hızı değişkendir ve hız motor çalışmada
senkron hızdan düşüktür, işte bu yüzden asenkron makineler olarak adlandırılır
[3].
Asenkron motorlar stator ve rotor olmak üzere iki ayrı parça gibi
düşünülebilir. Stator, motorun duran (sabit) kısmını ifade ederken, rotor ise
hareketli (dönen) kısmını ifade eder. Asenkron motorun sınıflandırılması rotor
tipi bakımından, kısa devreli rotor (sincap kafesli rotor) ve sargılı rotor (bilezikli
rotor) olarak iki sınıftır [1].
Sincap kafesli asenkron motor ve bilezikli asenkron motorun her ikisinin
de statoru aynı şekildedir yani sınıflandırmayı rotor şekillendirir. Asenkron
motorun statoru; gövde, sac plakları ve stator sargılarından oluşmuştur. Bilezikli
asenkron motorun rotoru stator içinde yerleştirilmiştir ve rotor mili üzerine rotor
sac paketi ve döner bilezikler montelidir. Sac paketi üzerinde açılmış oluklara
rotor sargıları yerleştirilmiştir. Sincap kafesli asenkron motorun ise rotor sac
paketi oluklarında sargılar yerine alüminyum ya da bakırdan yuvarlak ve
kanatçık şeklinde rotor çubukları bulunur. Bu çubuklar her iki ucundan kısa
devre halkalarıyla elektriksel olarak kısa devre edilmiştir [9].
Sanayide ve diğer birçok alanda çoğu zaman kullanılan sincap kafesli
asenkron motordur, nedeniyse yapımı kolay, ortam koşullarına dayanıklı, bakım
gereksiniminin az olmasıdır. Bu sebeplerden ötürü kullanımı yaygın bir elektrik
motorudur. Sincap kafesli asenkron motorun sakıncası kalkış momenti nispeten
düşük, kalkış akımının büyük olmasıdır. Bu durum bazı koşullarda bu motorun
kullanımını güçleştirmektedir ve tercih edilmemesine neden olmaktadır [5].
4
Bilezikli asenkron motor ise sincap kafesli motora nispeten ek dirençler
yardımı ile kalkış akımının istendiği kadar azaltılabilmesi, kalkış ve frenleme
momentinin arttırabilme yeteneklerine sahiptir. Şebekelerin çok güçlenmesi ile
kalkış akımını sınırlamanın önemi azalmıştır, fakat yüksek kalkış momenti ve
uzun kalkış süresi bazı tahriklerde bilezikli asenkron motorun kullanılmasını
gerektirebilir [2, 5, 15].
Şekil 2.1. Asenkron motor çeşitleri, stator ve rotor görünümleri
2.1.1. Asenkron motorun çalışma prensibi
Asenkron motorlarının statorları ile rotorları arasında herhangi bir
elektriksel temas yoktur. Stator elektrik enerjisi rotora manyetik yolla, yani
Faraday’ ın manyetik alan etkisindeki ve içerisinden akım geçen bir iletkende
meydana gelen kuvvet prensibiyle aktarılmaktadır. Daha basit olarak bir iletken
bobin haline getirilip, düzlem ekseni dikkate alınarak bu eksen etrafında
dönebilecek şekilde konumlandırılmıştır. Manyetik alan içinde bu iletkene akım
uygulandığında dönme kuvveti meydana gelir, bu kuvvetin oluşma nedeni,
bobinin içinde bulunduğu manyetik alan ile bobinden geçen akımın bobin
etrafında meydana getirdiği manyetik alanın birbirine etkisidir. Bu döndürme
kuvvetinin değeri rotorun ve statorun manyetik alanına ve bunlar arasındaki
açının sinüsüne bağlıdır. Döner manyetik alan oluşturmak için 120 derece faz
farklı akımlar üç fazlı motor sargılarına uygulanmalıdır. Stator sargılarından
geçen akımlardan stator manyetik akı meydana gelir, akının bir kısmı kaçak
5
olarak havadan devresini tamamlarken büyük kısmı stator nüvesi, stator ve
rotor arasındaki hava boşluğu ve rotor nüvesi üzerinden devresini tamamlar [1].
Bu yüzden, hem stator hem de rotor sargılarında Faraday yasasına göre
gerilim indüklenir. Rotor sargıları kısa devre olduğundan, rotor devresinden kısa
devre akımı dolaşır. Bunun sonucu rotor akı yoğunluğu oluşur. Oluşan stator ve
rotor döner alanlarının etkileşimi sonucu motorda bir döndürme momenti
oluşur.Döner alanın devir sayısı ile rotor devir sayısı arasında gerçekte bir fark
vardır ve bu farka “kayma” denir. Diğer bir ifade ile rotor devrinin senkron
devirden geri kalmasına kayma denilir [4, 8, 15].
Formüle edersek,
s=
100
(2.1)
Rotorun devir sayısı hiçbir zaman döner alanın devir sayısına yani senkron
devire ulaşamaz. Bu da rotorun senkron devirden düşük bir devirle döndüğünün
ve kaymanın sıfır olmayacağının kanıtıdır. Rotor senkron hıza yaklaştığında
kayma azalır ve buna bağlı olarak da rotor iletkenlerinde döndürme momentini
üreten indüksiyon akımı azalır. Akım azaldıkça rotorun dönmesi yavaşlar, rotor
hızı yavaşladıkça iletkenlerinde indüklenen gerilim artarak motorun tekrar
hızlanması sağlar.
Şekil 2.2. Asenkron motorun kesiti ve olukların konumu
6
2.1.2. Bilezikli asenkron motor
Bilezikli asenkron motor döndürme momenti, stator ve rotorda oluşan
döner alanların manyetik akılarına bağlıdır. Manyetik akılar stator sargılarından
geçen akımla doğru orantılı olduklarından, motor döndürme momenti motordan
geçen akıma bağlıdır.
Döner bilezikler kısa devre edildiği takdirde, rotor akımı devresinde ki
sargılarının indüktif direnci, rotorda indüklenen gerilim ile akım arasında 90
derece faz farkı oluşturur. Bu faz farkı rotor döner alanını 90 derece kaydırır ve
rotor döner alan kutupları ile stator döner alanının özdeş kutuplarını karşı
karşıya getirir. Bu durum rotor mili yönünde etkiyen bir kuvvet olarak ortaya
çıkar ve rotor dönmez. Tüm bu oluşumlar sadece bir varsayımdır, sargıların
sadece indüktif direnç varsayımıyla aktarılmıştır. Fakat sargıların çok küçük
değerde bile olsa, aktif direncinden dolayı gerilim ile akım arasındaki faz farkı
90 dereceden küçüktür ve bu yüzden rotor hiçbir zaman durmaz, ancak
döndürme momenti en küçük değerine iner [15].
Rotor devir sayısının yükselmesi rotorda indüklenen gerilimi düşürdüğü
ve bunun sonucu rotor akımı ile döndürme momentini azaldığı söylenebilir. Faz
farkı küçülmesi ağır bastığında, döndürme momenti büyüyecek, fakat
indüklenen gerilim ağır basarsa, döndürme momenti küçülecektir.
Motoru durağan durumdan harekete geçirmek için gerekli moment ilk
döndürme momenti ve en büyük döndürme momenti devrilme momenti olarak
tanımlanır. Motorun anma devri ile dönmesi anında milinden uygulayacağı
döndürme momentine anma momenti olarak tanımlanır. Birçok uygulama ve
hesap sonucu ortalama olarak devrilme momenti anma momentinin en az 1,6
katı büyüklüğünde olmalıdır. Rotor akım devresine yol verme dirençlerinin
bağlanmasıyla, rotor devresinin etkin direnci büyütülmekte ve dolayısıyla akım
ile gerilim arasındaki faz farkı küçük tutulmaktadır. Bunun sonucu çok küçük
devir sayılarında döndürme momenti büyük olur. Buna karşın, devir sayısı
yükseldikçe rotordan gecen akım azalır ve moment buna bağlı olarak küçülür
[1, 9, 10, 14].
7
Yol verme dirençlerinin üzerinden gecen akım sebebiyle, ısı kayıpları
ortaya çıkar. Fakat direnç yerine bobinlerin yol verme devresinde kullanılması
daha büyük sorunlar meydana getirir, bobin üzerinde indüktans nedeni ile
oluşan faz farkı motordaki faz farkını büyütmekte ve bunun sonucu yol alma
momenti düşmektedir. Bu nedenle ısıl sorunlara rağmen dirençler daha
uygundur ve endüstride bu uygulamaya uyulmuştur, direnç yardımıyla yol
verme halen birçok motor yol verme sisteminde kullanılmaktadır [2, 5, 18].
Bilezikli asenkron motorların kalkış akımları nominal akımlarından çok
büyük olmadığından, bu motorlar yüksek güç istenilen makinelerin işletmesinde
tercih sebebidir örneğin, büyük su pompaları, taş kırma makineleri ve büyük
takım tezgahları bunlardan bazılarıdır. Nominal (anma) akımları ile kalkış
akımları arasında çok fazla fark olmaması uygulamanın şekline göre çok önem
arz edebilir. Bilezikli asenkron motorun ilk döndürme momenti çok büyük
olduğundan, büyük vinçler,güçlü konveyör hatları ve diğer güçlü makineler gibi
çok kuvvetli yükler altında devamlı çalışacak makinelerin kuvvet üreten
kesimlerinde bu motorlardan da yararlanılmaktadır [15, 16].
8
2.1.3. Sincap kafesli asenkron motor
Sincap
kafesli
(kısa
devre
rotorlu)
asenkron
motorlar
çalışma
bakımından bilezikleri kısa devre edilmiş rotoru bilezikli motorlarla çok benzer
özellikler gösterir. Sincap kafesli asenkron motorun ilk döndürme momenti daha
küçük ve ilk akım çekişi bilezikli asenkron motora göre daha büyüktür.
Sincap kafesli asenkron motorların devreye girdiklerinde çektikleri ilk
akım anma akımının ortalama 10 katı büyüklükte olmaktadır. Sistemin
durumuna göre kısa süreler için bu ilk akımdaki büyüklük göz ardı edilebilir.
Bazı sincap kafes rotorlu motorların rotorları ilk devreye bağlanma anında
yüksek bir aktif direnç ve motor yüksek devire geldikten sonra küçük bir aktif
direnç gösterir. Dizayn olarak kendinden yol verme dirençli olan bu motorlarda
ilk devre bağlama anında akım çekmesi küçük ve ilk döndürme momenti büyük
olmaktadır. Motor yüksek devire ulaştığında rotor direnci küçülür ve yük
karşısında devir sayısı değişikliklerini oldukça engeller. Her bir rotor çubuğun
manyetik alanı hem kendisine hem de komşu çubuğa etkiyerek çubuk
dirençlerinin yükselmesine neden olur (deri olayı), deri etkili rotorların sac paketi
üzerinde alt alta iki sincap kafesi bulunur. Alttaki sincap kafes işletme kafesi,
üstteki sincap kafes yol verme kafesi olarak tanımlanır. Devreye ilk girme
anında hem işletme kafesinin ve yol verme kafesinin çubukları üzerinden
alternatif akımlar geçer, üzerinden akım geçiren çubuklar çevresinde manyetik
alanlar oluşturur [1, 3, 15].
İşletme kafesinin çubukları altta bulunduğundan, bunların alan çizgileri
nüve üzerinden geçmekte ve manyetik akının büyük olmasından dolayı
dirençleri daha büyük olmaktadır. Rotor devir sayısı arttıkça, motor frekansı
düşer ve deri etkisi akım frekansı ile doğru orantılı olduğundan çubukların
direnci küçülür. Tüm bu durumlar asenkron motorun çalışma esnasında ne
kadar farklı özellikler gösterdiğini algılamamızı sağlar,motorlar gerek başlangıç
durumları gerekse işletme esnasında zamana bağlı olarak çok farklı davranışlar
gösterir.
9
Sincap kafesli asenkron motorlar az bir bakıma gereksinim duyarlar ve
fırçaları olmadığından kıvılcım oluşturmazlar, bu avantajlar bu tip asenkron
motor
kullanımını
artırmıştır.
Sincap
kafesli
asenkron
motorlardan, iş
makinelerinde, kaldırma düzenlerinde ve tarım makinelerinde vb. her türlü
motor kullanımı farklı tip işletmelerde yararlanılmaktadır. Ancak daha etkin ve
yaygın kullanım için, hala iyileştirilmesi gereken bazı özellikler vardır.
Bunlardan bazıları şunlardır;
-
Özellikle algılayıcısız (sensörsüz) vektör kontrol için, parametre
bağımlılığı istenen seviyede çözülmemiştir.
-
Geniş çalışma aralığında ve dinamik koşullarda elde edilen
başarımlar halen servo motorlardan geridedir.
-
Düşük hızlarda moment dalgalanmaları yüksektir.
-
Algılayıcısız (sensörsüz) vektör kontrolde düşük hızlarda kontrol
istenen seviyede sağlanamamıştır [2, 3].
Bu eksiklikleri gidermek için çeşitli yaklaşımlar vardır, bu tezde bunlardan
biri olan vektör kontrol sistemi irdelendi. Kontrol sistemi tasarlanırken önce,
kontrolü
gerçekleştirilecek
sistemin
değişik
çalışma
şartları
altında
davranışlarının incelenmesi gerekir. Fakat çalışan sistemler üzerinde ölçümler
yapmak her zaman mümkün olmayabilir. Bu nedenle sistemin davranışlarını
tam olarak belirlenmese de en yakın yaklaşım için matematiksel modeller
kullanılır. Asenkron motorların matematiksel modeli çıkarılırken motorlarda ki
birbiriyle ilişkili bir çok parametrenin göz önüne alınması gerekir, fakat ne kadar
çok parametre irdelenirse tasarlanacak düzenek karmaşıklaşır ve sonuçta elde
etmek istenilen kontrol (hız veya moment) cevabı da istenilen seviyede
olmayabilir. Asenkron motorun matematiksel modeli çok karmaşık bir modeldir.
Bu
karmaşıklığı
en
aza
indirgemek
için
asenkron
motorun
dinamik
matematiksel modeli duran ve hareketli eksen takımına indirgenmiş olarak
gösterilebilir [9, 12, 15].
10
Şekil 2.3. Sincap kafesli asenkron motorun parça temelli incelenmesi
Şekil 2.4. Asenkron motorda stator-rotor arası gerilim ilişkisi
11
2.2. Asenkron Motorun Matematiksel Modeli
Vektör kontrolü ve diğer asenkron motor kontrol sistemlerinin daha iyi
anlaşılabilmesi için kontrol edilen motorun matematiksel modelinin iyi
kavranması zorunludur. Çünkü kontrol algoritmalarının temelini bu parametreler
oluşturacaktır. Kontrol analizin iyi yapılabilmesi için, asenkron motorun fiziki
yapısında ki hava aralığının uygun olduğu, hava aralığındaki akı yoğunluğunun
yüzeye dik geldiği, oluk etkisi ve nüve kayıplarının olmadığı varsayılır. Bu
sayede modelde parametre sayısı azaltılır ve ideal bir yaklaşımla model dizayn
edilir. Normal koşullarda faz sargısı, kendi manyetik alanında, manyetik motor
kuvvet üretecek şekilde tasarlanır [1, 3, 14, 20].
Şekil 2.5 simetrik stator ve rotora sahip asenkron motorun kesitini ve
eksen takımlarını göstermektedir. Üç fazlı simetrik bir asenkron motorun
matematiksel modeli, stator ve rotor parametrelerinin duran ve hareketli eksen
takımına indirgenerek ve uzay vektörleri kullanılarak elde edilir.
Şekil 2.5. Üç fazlı simetrik asenkron motorun temel kesiti ve eksen takımları [1]
12
2.2.1. (d-q) Duran eksen takımında asenkron motor modeli
Statora uygulanan gerilimle oluşan i (t), i (t) ve i (t) akımları
f (θ, t) = N [i (t)cos θ + i (t)cos( θ − 2π/3) + i (t) cos( θ + 2π/3)]
(2.2)
manyetik motor kuvvetini oluşturur. Formülasyonda N stator sarım sayısı ve
θ açısı A-fazı manyetik ekseni referansında stator çevresinde meydana gelen
açıdır. Statorun A-fazının manyetik ekseni sabit eksen takımında sD eksenidir.
Manyetik motor kuvvet fiziksel olarak mevcuttur ve gerekli sistem kurulursa
ölçülebilir. Asenkron motor duran eksen takımında stator akım vektörü
ı̅ (t) =
i ( t) + i ( t) e
+ i ( t) e
= |ı̅ (t)| e
(2.3)
tanımlanır [20, 22, 32]. Burada αs açısı, stator akımı vektörü ile sD ekseni
arasındaki açıdır. Frekansı ω ve genliği I
olan üç fazlı sinüzoidal stator
akımlarının vektörü
ı̅ (t) = I e
(2.4)
olur. Buradan stator akımı vektörü, sinüzoidal sürekli halde genliği I olan ve ω
açısal hızıyla dönen bir vektördür. Geçici halde üç fazlı stator akımları dengesiz
olabilir bu durumda stator akım vektörü değişkenlik gösterir. Elde edilen
formüller birbiriyle ilintilenirse [32].
f (θ, t) = N R [ı̅ (t)e
θ
]
(2.5)
Statordaki manyetik motor kuvvet vektörü ise,
f̅ (t) = N i (t)
(2.6)
olarak gösterilir. Stator akımlarının vektörü aşağıdaki gibi, statorun duran eksen
takımında ki sD ve sQ eksenlerindeki akım bileşenlerinin toplamı [20, 25, 32]
ı̅ (t) = ı̅ (t) + jı̅ (t)
olarak ifade edilebilir. i
ve i
(2.7)
akımları statordan akan akımlar olmayıp sadece
vektör kontrol teorisinde kullanılmak üzere hesaplanmıştır.
13
Bu iki fazlı akımların anlık değerleri, makinenin gerçek akımlarının anlık değeri
kullanılaraktan da elde edilebilir [3, 15, 16].
i
=
i
=
[i (t) − i (t) − i (t)]
√
[i (t) − i (t)]
(2.8)
2.2.2. ( − ) Hareketli eksen takımında asenkron motor modeli
Rotor akımlarının rotorda oluşturduğu manyetik motor kuvvet yukarıda ki
gibi stator akımlarının oluşturduğu manyetik motor kuvveti hesaplamada
kullanılan formülle hesaplanır [12, 16].
f (θ, t) = N [i (t)cos( θ − θ ) + i (t)cos( θ − θ − 2π/3) +
i (t) cos( θ − θ + 2π/3)]
(2.9)
Formülde N rotor sarım sayısı, θ stator ve rotor eksen takımları arasındaki
açıdır. Hareketli eksen takımında rotor akımlarının vektörü
ı̅ (t) = ı̅ (t) + jı̅ (t)
(2.10)
olarak düşünülebilir. Rotor akımı vektörü rotordaki manyetik motor kuvvetin
anlık değerini ve açısını belirtir. Rotor eksen takımında ifade edilen rotordaki
manyetik motor kuvvet veya rotor akımı, statorun sabit eksen takımına göre,
ω =
açısal hızıyla döner. Rotor akımı, hareketli eksen takımında şöyle
gösterilir [5, 10].
ı̅ (t) = |i (t)| e
(2.11)
Burada α açısı, rotor akımı vektörü ile α ekseni arasındaki açıdır. Statorun
sabit eksen takımında ifade edilen rotor akımı uzay vektörü ise,
ı̅ (t) = |i (t)| e (
)
(2.12)
olur. Şekil 2.6’da stator ve rotor akımlarının uzay vektörleri, sabit ve ω hızıyla
dönen eksen takımlarında görülmektedir.
14
Şekil 2.6. Sabit ve dönen eksen takımlarında, stator ve rotor akımlarının uzay
vektörleri
Stator ve rotorda meydana gelen manyetik motor kuvvetleri toplamı,
f(θ, θ , t) = f (θ, t) + f (θ, θ , t)
f(θ, θ , t) = N R ı̅ (t)e
θ
=
(2.13)
N R ı̅ (t)e
θ
= N R [ ı̅ +
ı̅
e
θ
]
olarak elde edilir. Bu eşitlikler yoluyla, stator akımı vektörü ile rotor akımı
vektörünün stator duran eksen takımındaki toplamı [14, 15, 17],
ı̅ = ı̅ +
ı̅
(2.14)
elde edilir. Statorda oluşan akı ise,
ψ = L ı̅ + L ı̅ = L ı̅ + L ı̅ e
(2.15)
şeklinde tanımlanır. Burada, L stator sargısı indüktansı ve L mıknatıslama
indüktansıdır. Stator akısı vektörünün ilk parametresi stator akımlarının
oluşturduğu akıdır. İkinci parametre ise stator duran eksen takımında ifade
edilen rotor akımlarının statorda oluşturduğu akıdır. Değişken manyetik koşullar
için L ve L
sabit olmayıp akımla ve zamanla birlikte değişiklik gösterir. Stator
akı vektörüyse [13, 15, 20],
ψ = ψ (t) + jψ (t)
ψ
ψ
=L i
=L i
+L i
+L i
(2.16)
15
formülleriyle gösterilebilir. Asenkron motorun sabit eksen takımındaki iki fazlı
modelinin temel yapısı aşağıdaki Şekil 2.7’de görülmektedir. Rotor akımlarının
matematiksel karşılığı için aşağıdaki dönüşümler kullanılır.
ı =i
+ ji
i
i
cos θ
sinθ
=
= ı̅ e
i
= cos θ i
i
= −sinθ i
−sinθ
cos θ
i
i
+ sinθ i
+ cos θ i
(2.17)
İki fazlı gerilim ve akım bileşenleri, üç fazlı gerilim ve akımlar cinsinden
aşağıdaki gibi elde edilir [14].
V
V
= [V
=
i
=
i
=
i
=
i
=
√
[V − V ]
[i
√
− V − V ]
[i
− i
[i
− i ]
−i ]
[i − i
√
(2.18)
(2.19)
− i ]
−i ]
(2.20)
Şekil 2.7. Asenkron motorun sabit eksen takımındaki 2 fazlı modeli
16
Sabit eksen takımındaki stator ve rotor gerilim eşitlikleri, uzay vektörü şeklinde
aşağıdaki gibi yazılabilir [4, 13, 15].
V = R I̅ +
V = R I̅ +
− jω ψ
(2.21)
Burada R ve R stator ve rotor dirençleridir. Eşitlikler kullanılarak asenkron
motorun matris modeli,
V
R
=
0
V
V
⎡V
⎢
⎢V
⎣V
0
R
R
⎤
0
⎥=
L
p
⎥
−ω L
⎦
ı̅
ı̅
+
L
L
L
L
ı̅
ı̅
− jω
0
L
0
L p
0
R +L p
0
L p
ωL
R +L p
ωL
L p
−ω L
R +L p
ı̅
ı̅
0
L
i
⎡i
⎢
⎢i
⎣i
⎤
⎥
⎥
⎦
(2.22)
(2.23)
matrisleriyle gösterilir. Burada L ve L stator ve rotor indüktanslarıdır [15].
Ortak indükans ise;
L = M
(2.24)
formülüyle hesaplanır. M
stator ve rotor arası mıknatıslama indüktansının en
büyük değeridir. İndüktansların değişmesi dikkate alınırsa, indüktanslar p
diferansiyel elemanının önüne alınabilir.
Matrisin fiziksel yorumu olarak, rotorun d-ekseninde oluşan gerilimin,
çevirme etkisi ile indüklenen p(L i
oluşan ω L i
+ L i
+ L i ) gerilimi ve rotorun dönmesiyle
geriliminin toplamı olduğu düşünülebilir. Tüm bu
denklemlerde kullanılan parametrelerden motorun ürettiği moment;
τ =
L p (i i
−i i )
(2.25)
Buradan geçici rejimdeki duruma,
τ −τ =j
ω
− Bω
(2.26)
olarak elde edilir. p çift kutup sayısı, τ
yük momenti, J atalet, B sürtünme
katsayısı ve ω motorun mekaniksel hızı olarak gösterilmiştir [5, 13, 15].
17
3.MATERYAL
Asenkron motorların skaler ve vektörel kontrolü için gerekli olan gerilim
veya akım şekilleri farklı darbe genişlik modülasyonu (PWM) teknikleri
kullanılarak elde edilebilir. Sinüzoidal PWM (SPWM) ve uzay vektör PWM
(SVPWM) teknikleri en çok kullanılanlardır.
3.1. Sinüzoidal PWM (SPWM)
Asenkron motorun kontrolü için gerekli olan gerilim veya akım şekillerinin
elde edilmesi için kullanılan tekniklerden biride sinüzoidal PWM tekniğidir. Bu
teknikte Şekil 3.1’de gibi inverter çıkışının gerilimini ve frekansını belirleyecek
bir sinüs referans sinyali, frekans ve genliği sinüs işaretinden daha büyük bir
üçgen dalga sinyali ile karşılaştırılır. Bu iki işaretin kesiştiği noktalarda inverter
içindeki aynı koldaki anahtarlama elemanları durum değiştirirler. Durum
değiştiren anahtarlar çıkışta tetikleme konumuna göre bir sinyal oluşturur.
Şekil 3.1. Sinüzoidal PWM (Darbe Genişlik Modülasyonu) blok şeması
İnverter çıkış gerilimi ve frekansı değerinin değiştirilmesi için referans
işareti genlik ve frekansının değiştirilmesi yeterli olacaktır. PWM’in çalışma
ilkesine bağlı olarak çıkış gerilimin ayarlanmasında etkin olan iki büyüklük
vardır. Bunlar modülasyon indeksi M ve taşıyıcı oranı M ‘dir,
18
M =
(3.1)
M=
(3.2)
M :Taşıyıcı oranı
f : Taşıyıcı sinyalin frekansı
f : Referans sinyal frekansı
M : Modülasyon indeksi
V : Referans sinyalin genliği
V : Taşıyıcı sinyalin genliği
Bir periyottaki tepelerin sayısı taşıyıcı işaretin frekansının referans işaretin
frekansına oranı olan M taşıyıcı oranı ile belirlenmektedir. Burada genliği
değişken sinüzoidal referans işareti, daha yüksek frekanslı üçgen dalga taşıyıcı
işaretin karşılaştırılması yapılarak oluşan kesişme noktaları ile anahtarlama
elemanlarının anahtarlama süreleri belirlenmektedir. Sinüs dalgasının genliğinin
yükseltilip
azaltılmasıyla,
çıkışta
elde
edilen
PWM
işaretinin
darbe
genişliklerinin değişmesi, temel bileşenin genliğinde değişim sağlar [1, 12, 13].
Sekil 3.2. Çift yönlü gerilim anahtarlamalı SPWM
19
Üçgen
dalga
sinyalin
frekansı
periyot
başına
yarı
iletkenlerin
anahtarlama sayısını belirlemektedir ve inverterin çıkış frekansı referans
dalgasının frekansına eşit olmaktadır. M ’nin büyük olması sağlandığında
çıkışta yüksek frekanslı gerilim, akım harmonikleri oluşturur ve bunun yanında
yüksek frekansa bağlı olarak anahtarlama kayıpları artar. Bu açıdan sinüzoidal
PWM yerine uzay vektör (Space Vector PWM) daha çok tercih sebebidir, zira
bu tip PWM’de 3. harmonik absorbe edilmiştir. Bir diğer sakınca anahtarlama
frekansının 6 kHz–20 kHz arasındaki değerlerinde ortaya çıkar. Bu çalışma
aralığı insan kulağının sesleri işittiği frekans aralığı olmasından dolayı bu
aralıkta anahtarlama pek tercih edilmez. Her bir anahtarlama boyunca kontak
hareketleri rahatsız edici seviyede ses çıkartabilir [2, 21].
Sinüzoidal PWM’le elde edilen çıkış gerilimi ile kare dalga gerilime
nazaran asenkron motor gibi bir yükte harmoniklerin neden olduğu ısınma ve
moment hareketliğinden bir ölçüde sakınılabilinir. Taşıyıcı oranının yüksek
tutulması durumunda çıkış geriliminde yüksek derecede harmonikler oluşur.
Çıkış akımı sinüse yakın olduğunda düşük hızlarda motor milinde moment
titreşimi oluşmaz ve istenilene yakın bir dönüş sağlanır. Taşıyıcı oranının küçük
tutulması halinde motorun momentinde ve hızında dalgalanma olur. Düşük
hızlarda bir asenkron motorda düzgün bir vektör kontrol yapılabilmesi için
taşıyıcı oranının en az 9 olması gerekmektedir. Ancak inverterlerde toplam
harmonik bozumunu (THD) azaltmak için bir yarı periyottaki anahtarlama sayısı,
kullanılan yarı iletkenlere bağlı olarak sınırlandırmak gerekliydi, çünkü motor
kayıplarını azaltmakla sağlanan verim inverterde oluşan komütasyon kayıpları
nedeniyle düşmekteydi ve yarı iletkenlerin kesime gitme zamanları sınırlıydı.
Son yıllarda geliştirilen kayıpları düşük ve hızları yüksek güç yarı iletken
anahtarlama elemanları sayesinde ortaya çıkan problemler büyük ölçüde
ortadan
kaldırılmıştır.
Anahtarlama
frekansları
yüksek
ve
ölü
zaman
düzeltmeleri sayesinde teoride gösterilene yakın bir PWM çıkışı almak mümkün
hale gelmiştir [3, 4, 24].
Bu çalışmada, uygulama yapılan MCK28335 motor kontrol düzeneğinde
sinüzoidal PWM tekniği kullanılmaktadır.
20
3.2. Uzay Vektör Darbe Genişlik Modülasyonu (SVPWM)
Uzay vektör darbe genişlik modülasyonu referans bir uzay vektörü temel
alarak oluşturulmuş modülasyon yöntemidir. Burada uzay vektörü senkron
hızda hareketli eksen (d-q) takımındaki bir değerin duran eksen (α - β ) takımına
indirgenmesi ile elde edilen V
V
uzay vektörüdür.
V + jV
(3.3)
Gerilimlerin ortalama değerleri eviricinin çıkısında bağlı üç fazlı sincap
kafesli motoru sürmekte kullanılacaktır. Üç kollu eviricinin 2 =8 adet mümkün
anahtarlama durumu vardır [1]. Şimdi bu üç kollu eviricinin olağan anahtarlama
konumları incelenecektir.
Şekil 3.3 Üç kollu evirici devre şeması
Eviricide bulunan transistörlerin (IGBT) anahtarlama konumlarına bağlı olarak
çıkış gerilimi değişim gösterir. 6 adet tristörün devreye girip çıkması sonucu DC
gerilimin çıkıştaki zamana bağlı değişimi istenilen değer ve zamana
ayarlanabilir. Bu sayede beslenecek sistemin frekansı değiştirilebilir. Şimdi bu 8
anahtarlama durumunu lojik devre olarak gösterecek olursak.
21
Şekil3.4 Sekiz anahtarlama konumunun lojik gösterimi
Eviricide ki anahtarlama konumlarının değişimine göre çıkış gerilimlerinin duran
eksen (d-q) takımı vektör değerlerinin girişte uygulanan DC bara gerilimine
bağlı değerleri tabloda gösterilmiştir.
Tablo 3.1 Sekiz anahtarlama konumu ve gerilim vektörleri [5]
k
0
0
0
0
0
0
1
1
0
0
V 2/3
0
2
1
1
0
V /3
V /√3
3
0
1
0
-V /3
V /√3
4
0
1
1
-V 2/3
0
5
0
0
1
-V /3
-V /√3
6
1
0
1
V /3
-V /√3
7
1
1
1
0
0
Eviricide altı adet transistör vardır ve anahtarlama elemanıdır. Ancak
aynı kol üzerinde bulunan anahtarlardan biri açık ise diğeri kapalı olmalıdır, ikisi
de açık olursa gerilim sıfır, ikisi de kapalı olması durumunda kısa devre olur.
Anahtarlama durumlarına göre altı değişkenli evirici sisteminin sekiz konumda
22
incelenebilmesine olanak sağlar. Her konum için Tablo 3.1’deki anahtar
konumlarını ifade eden isimler verilmiştir. Gerilim çıkışı alınan her kol için
yukarıdaki anahtarın kapalı devre aşağıdaki anahtarın açık devre olması
durumu 1, diğer konum ise 0 ile ifade edilmiştir. Şekil 3.4’teki sekiz anahtarlama
konumu sayesinde T periyot kabul edilmek üzere her konum için eşit zaman
aralıklarıyla şekildeki faz gerilimleri elde edilir. Şekil 3.5’te görüldüğü gibi üç
adet çıkış fazında temel olarak 120 derecelik faz farkı vardır. Anahtarlama
konumlarının T periyodunda aktif olma süreleri ile vektör modülasyon yöntemi
hesaplanır ve evirici devresine uygulanır [14]. T periyodu aynı zamanda
hedeflenen referans uzay vektörünün sabit kabul edildiği zaman aralığıdır.
Şekil3.5 Sabit zaman paylaşımı için üç kollu evirici devresi çıkısındaki
gerilimler[5]
23
Anahtarlama konumları eksen takımlarında incelendikten sonra V
gerilim vektörü hareketli ekseninde (α − β) olduğundan dolayı bu konumlar
duran eksen (d − q) takımında incelenecektir. Duran eksen takımında çıkış
gerilimlerine T periyodu içinde bakıldığında 6 adet uzay vektörü oluşacaktır. Bu
6 uzay vektörün duran eksen takımında 60 derecelik aralıklarla konumlandıkları
görülüyor. Altı uzay vektörü duran eksen takımına yerleştirildiği zaman gerilim
vektörlerinin oluşturduğu altıgen yine bu vektörler tarafından altı eşit bölgeye
bölünmektedir. 0 ve 7 anahtarlama konumları için oluşan vektörlerin modülü 0
olduğundan dolayı bu vektörler duran eksen takımının orijininde olacaktır.
Şekil 3.6 Altı aktif uzay vektörünün sınırladığı altıgen alan
Referans gerilim vektörü duran eksende oluşan altı bölgenin sınırladığı
alan içerisinde olacaktır. Uzay vektör darbe genişlik modülasyon yönteminde
hedeflenen referans vektörün öncelikle hangi bölgede olduğu bulunur. Daha
sonra referans vektör bulunduğu bölgeyi sınırlayan iki vektörün ve sıfır
vektörlerinin ağırlıklı ortalaması olarak ifade edilir. Ts anahtarlama zamanı için
V
gerilim vektörünün bulunduğu bölgeyi sınırlayan iki adet gerilim vektörleri ve
0 volt gerilim veren V ve V gerilim vektörleri ile V
eşitlik ile tanımlanmıştır [13].
24
arasındaki ilişki aşağıdaki
V ⃗=
V⃗ dt +
V⃗ dt +
V ⃗ dt +
V⃗ dt
(3.4)
Burada V ve V sıfıra eşit, V , V
gerilim vektörleri sabittir. V
ise Ts
süresi içerisinde sabit kabul edilir. Bu durumda Ts örnekleme zamanı olarak
kabul edilir. İntegralleri alındığı zaman ise aşağıdaki eşitlik elde edilir.
V ⃗
= V⃗T + V ⃗T
(3.5)
Vektörler açıldığı zaman eşitlik matrisi daha detaylı incelenebilir.
V
V
= V
T
V
V
= V
cos ((k − 1)π/3
sin ((k − 1)π/ 3
cos ((k − 1)π/3
+ T
sin ((k − 1)π/3
Denklemler çözüldüğünde T ve T
Δ=
T =
V sin ((k − 1)π/3)
V sin (kπ/3)
(
/ )
(
/ )
(
/ )
T
=
T
=
V sin (kπ/3) − V cos (kπ/3)
(
/ )
(
/ )
(
/ )
(
/ )
(3.10)
(3.11)
| |
√
(3.8)
(3.9)
| |
√
T =
(3.7)
süreleri şöyle hesaplanabilir.
V cos (kπ/3)
/ )
(3.6)
cos (kπ/3) T
sin (kπ/3) T
V cos ((k − 1)π/3)
(
cos (kπ/3)
sin (kπ/3)
V cos (kπ/3) − V sin (kπ/3)
Ayrıca 0 gerilim vektörlerinin devreye alınma süresi T
(3.12)
aşağıdaki gibi
hesaplanır[13].
= T +T +T
=> T =
−T −T
25
(3.13)
Anahtarlama zamanlamaları (T , T , T
) hesaplandıktan sonra evirici
devresindeki transistörler bu zaman aralıklarına göre tetiklenir. Örneğin V ve V
gerilim vektörlerinin sınırladığı bir referans vektör için düşünülürse; duran
eksendeki referans vektör 0 vektörleri, V
T
ve V
vektörlerinin T , T
ve
süreleri boyunca aktif edilmesi ile elde edilir. Daha önce verilen sabit
vektör durumları esas alınarak uygun anahtarlama şekilleri seçilir. Gerilim
vektörleri devreye alınırken anahtar değişimleri evirici performansını artırmak
için üç koldaki anahtar pozisyon değişikleri minimuma indirilmiştir. Bu kısaltma
şu şekildedir. Bölge 1 de sırasıyla V , V , V , V , V , V , V devreye alınır dikkat
edilecek olursa anahtarlardaki her pozisyon değişiminde sadece bir kolda
konum değişikliği vardır. Bu durumda bölge 2 için anahtarlama sıralaması
Bölge 1’e göre farklıdır. Bölge 2’de devreye alınan gerilim vektörlerinin
sıralaması V , V , V , V , V , V , V seklindedir. Anahtarlama sıralamalarındaki
bu değişiklik Ts örnekleme zamanı içerisinde çıkıştaki üç faz gerilimlerinin sabit
olarak kabul edilmesidir. Gerilim vektörlerinin devreye alınma sıralamalarının
değişmesi Ts zaman aralığı için çıkış gerilimlerinin ortalama değerini
değiştirmez. Ayrıca 6. bölgede k + 1 indisi 7 olacaktır, oysa bölgeyi sınırlayan
vektör V
vektörü değildir bu bölgede k + 1 indisinin gösterdiği V
gerilim
vektörüdür. Bu anahtarlama sonuçlarını grafiksel olarak incelersek daha iyi
anlayabiliriz [5, 14]. Altı bölge için anahtarlama stratejisi her bölge için şöyledir;
Bölge 1 için
Şekil 3.7 Tetikleme anının bölge 1 için dağılımı
26
Bölge 2 için:
Şekil 3.8 Tetikleme anının bölge 2 için dağılımı
Bölge 3 için:
Şekil 3.9 Tetikleme anının bölge 3 için dağılımı
Bölge 4 için:
Şekil 3.10 Tetikleme anının bölge 4 için dağılımı
27
Bölge 5 için:
Şekil 3.11 Tetikleme anının bölge 5 için dağılımı
Bölge 6 için:
Şekil 3.12 Tetikleme anının bölge 6 için dağılımı
Sonuç olarak duran eksen takımındaki referans gerilim vektörü evirici
çıkısına bağlanmış üç fazlı dengeli bir yük üzerinde elde edilmiştir. Vektör
sürme yönteminde motora uygulanacak gerilimler evirici üzerinden bu darbe
genişlik modülasyon yöntemi izlenerek aktarılır. Son yıllarda tercih edilen bu
yöntem dijital sistemler için uygun ve zaman kaybına neden olan matematiksel
hesaplamaların süresini minimuma indiren yapıdadır. Sinüzoidal PWM’e göre
harmoniklerde etkili bir azalma sağlayan uzay vektör PWM, özellikle 3.
harmoniğin sisteme olumsuz etkisini düzeltir. Vektör kontrol yöntemlerinin
çoğunda darbe genişlik modülasyonu (PWM) olarak bu yöntem seçilir [1, 5, 11].
28
3.3. PID Denetleyici Katsayıların Sisteme Etkisi
Bu bölümde motor hız kontrolünde kullanılan PI ve PID kontrolörlerin
katsayılarının sisteme etkisi özetlenmiştir. PI veya PID kontrolörün amacı
sistemi
istenen kriterlere
uygun
bir
şekilde davranmaya
yöneltmektir.
Kontrolörün parametreleri ölçülen veya tahmin edilen hız, akım vb. gibi
herhangi bir sistem parametresi olabilir. Şekil 3.3.’te PID kontrolörün blok
diyagramını göstermektedir.
Şekil 3.13. Matlab Simulinkte PID kontrolör blok diyagramı
Tablo 3.1’de kapalı döngülü bir sistemde, her bir
,
ve
denetleyicinin sisteme etkisi özet olarak gösterilmiştir. Bu düzeltmeler tam
olarak geçerli değildir, çünkü
,
ve
birbirlerine bağımlıdırlar. Yani
değişkenlerden birinin değişimi diğer ikisinin etkisini değiştirebilir. Bu yüzden
,
ve
değerlerinin belirlenmesinde Tablo 3.1 sadece bir referans
oluşturma açısından önemlidir.
Tablo 3.2 PID denetleyici için katsayılarının sisteme etkisi
Denetleyici
Yükselme
Sistem ani
Oturma
Kararlı durum
zamanı
tepkisi
zamanı
hatası
Azalır
Artar
Azalır
Artar
Artar
Azalır
Azalır
Az Değişim
Gösterir
29
Az Değişim
Gösterir
Azalır
Yok eder
Az Değişim
Gösterir
PID kontrol edici tasarımında izlenecek ana yol
-
Sisteme yükselme zamanını iyileştirmek için oransal denetleyici eklenir.
-
Sistemde kararlı durum hatasını azaltmak için integral denetleyici eklenir.
-
Sistemde ani tepkinin iyileştirilmesi için türevsel denetleyici eklenir
-
,
,
katsayıları sistem istenilen cevabı verene kadar ayarlanır.
Sistemin istenilen tepkiyi sağlaması için her üç denetleyiciyi de aynı anda
kullanma
zorunluluğu
yoktur.
Yani
istenilen
cevaba
değişikliğinde
ulaşılıyorsa bu isteğe göre kafi gelebilir. Ya da PI denetleyici yani
ve
sistem için istenilen cevabı veriyorsa türevsel denetleyiciyi kullanma
zorunluluğumuz yoktur. Vektör kontrol işlemini gerçekleştirirken PI denetleyici
kullanma çoğu zaman istenilen cevaba ulaşmak için yeterli olmaktadır. Pratik
uygulamalarda motor hızının değişime yavaş cevap vermesinden (ataletten)
dolayı genelde türevsel denetleyici kullanılmamaktadır.
30
4.YÖNTEM
4.1. Asenkron Motorun Hız Kontrolü
Asenkron motorlarda hız kontrolünün yapılabilmesi için değişken hızlarda
çalışma koşullarının incelenmesi gerekir. Bu amaçla asenkron motor eşdeğer
devresinden çıkarılabilecek hız ifadesine göre,
N =
.
(1 − s)
(4.1)
değişken hızda çalışabilmesi için, stator geriliminin, stator sargısı kutup
sayısının, stator frekansının değiştirilmesi gerektiği görülebilir. Tabi ki hem
uygulama sisteminin kolaylığı hem de değişik yöntemlerle yapabilme kapasitesi
yüzünden en çok uygulanan yöntem stator geriliminin genlik ve frekansının
değiştirilmesi ile yapılan hız kontrolüdür. Asenkron makinelerin değişken hızlı
tahrik sistemlerinin kontrolünde stator geriliminin genlik ve frekansının
değişimine dayalı yöntemler ikiye ayrılır [1]:
1- Skaler kontrol yöntemi (V/f)
2- Vektör kontrol yöntemi
4.1.1. Asenkron motor devir sayısının ayarlanmasının önemi
Sanayide birçok uygulamada, değişken devir sayısı ya da çoğu zaman
devamlı olarak hız ayarı yapılabilen motorlara ihtiyaç olmaktadır. Asenkron
motorun fırça ve kolektörünün bulunmaması nedeniyle az arıza yaparak
çalışma olanağının bulunması, bu motorların yaygın olarak kullanılmasına ve
asenkron motorlar için hız ayarı üzerine yapılan çalışmaları yoğunlaştırmıştır.
Yüksek devirli olan bazı tahriklerde devir sayısının kısa bir süre içerisinde
istenilen düşük hızlara çekilmesi gerekir. Dolayısıyla asenkron motorlarda hız
ayarının önemi kullanılan sistemlerin artmasına bağlı olarak artmaktadır ve bu
kontrolün hassaslığı ile ilgili çalışmalar giderek çoğalmaktadır.
Geliştirilmiş birçok hız ayar yöntemi arasında endüstride yaygın olarak
kullanılan tristörler, asenkron motorların hız ayarı alanında yeni bir dönem
olmuştur. Tristörlerde ki modern gelişmeler sayesinde üç fazlı asenkron
motorların devir sayılarını çok geniş sınırlar içerisinde ayar etme olanağı
31
sağlayan statik frekans değiştiricilerin kullanılmasına daha sonra çok hızlı işlem
yapabilen
mikroişlemci
vasıtasıyla
çok
daha
hızlı
parametre
ve
hız
güncellenmesine neden olmuştur [3, 13].
Hız ayarı yapılacak asenkron motorun üzerinde frekans değiştiricisinin
bulunmasının ekonomik ve uygulama olarak zor olması, bu tarz bir uygulama
yerine doğru akım motoruna benzer şekilde hızın ve momentin ayrı ayrı kontrol
edilmesinin gerekliliğini artırmıştır.
İndüksiyon motorlarında devir sayısı ayar yöntemlerini tespit için rotor
devir sayısına ait denklemi tekrar incelersek, frekans, çift kutup sayısı ve
kaymaya bağlı olarak, rotorun dakikadaki devir sayısı;
N =
.
(1 − s)
(4.2)
Bu basit yaklaşımla hıza etki eden parametreler incelendiğinde, kutup
çifti sayısını değiştirmek hızla ters orantılıyken frekans doğru orantılı olarak hıza
etki eder. Tabi ki bu denklemi oluşturan parametreleri değiştirmek işletme
koşulları içerisinde bazı güçlüklere ya da özel motor dizaynlarına bağlıdır. Motor
kontrolünde farklı yöntem ve referansların değişikliğine göre alınan cevaplarda
avantaj ve dezavantajlar söz konusudur [4, 15].
Tablo 4.1. Kontrol çeşitlerinin avantaj ve dezavantajları [13]
Kontrol
Türü
Moment
Akı
Cevap
Avantaj
Kontrolü Kontrolü Verme Hızı
DC
Doğrudan Doğrudan
Kontrol
Skaler
Kontrol
-
-
Akı Vektör Dolaylı
Doğrudan
Kontrolü
Doğrudan
Moment Doğrudan Doğrudan
Kontrolü
Dezavantaj
Yüksek
Yüksek doğruluk
İyi moment cevabı
Basitlik
Bakımı zor ve
maliyeti fazladır.
Düşük
Hız algılayıcı
gerekmez,
Basitlik
Düşük doğruluk
Kötü moment cevabı
Yüksek
Yüksek doğruluk
İyi moment cevabı
Daima hız algılayıcı
gerekli
Yüksek
Hız algılayıcı
gerekmez,
Orta seviye doğruluk
Mükemmel moment
cevabı
Yüksek doğruluk için
hız algılayıcı gerekli
32
4.2. Skaler Kontrol Yöntemi
Motor hız kontrolünde stator gerilimi genlik ve frekansının değiştirilmesi
daha önce değindiğimiz gibi en basit yöntemdir. Motorun sürekli rejimde, stator
direnci R = 0 olması koşulu altında gerilim/frekans (V /f ) oranının sabit
tutulması ile düşük hızlar dışında motor hızının geniş bir aralıkta kontrol
edilebildiği gözlenmiştir. V/f oranının sabit tutulması makinenin oluşturabileceği
en büyük moment değerinin tüm hız kontrol aralığında sabit kalmasını
sağlayacaktır. Akı sabit tutulursa motorun bağlı olduğu kaynaktan çekilen akım
belli bir yük için hız aralığı boyunca teoride sabittir. Fakat bu yöntemde, stator
gerilim genliğinin az olduğu düşük hız bölgelerinde stator direnci çok önemli
hale gelir. Teoride sıfır alınan direncin aslında sıfırdan farklı olması bu kontrolün
aralığını ve hassasiyetini etkilemektedir.
Motorun nominal yükte çalışması durumunda, bu bölgede gerekli
moment değerinin sağlanması için motora uygulanan gerilimin büyük bir oranını
oluşturan R I
gerilim düşümünün de giderilmesi lazımdır. Bu gerilim
düşümünün değeri yol alma sırasında önemli olup motorun başlangıçta
üretmesi gereken yol alma momentinin değerini doğrudan etkiler. Bu nedenle
özellikle düşük hız bölgelerinde gerilimin genliği, bahsedilen gerilim düşümünü
kompanze edebilecek şekilde V /f oranının değerinden daha büyük seçilmelidir
[1].
Motorda stator empedansı üzerindeki gerilim düşümü ihmal edilirse
V ≈ E alınabilir. Böylece,
V = 4.44 f Φ N
olduğundan, V / f
(4.3)
oranının sabit tutulması hava aralığı akısı Φ ‘in sabit
tutulması anlamına gelir. R ‘in sıfırdan farklı olduğu düşünülecek olursa bunu
sağlamak için V
stator gerilimi yerine, statorda indüklenen E
gerilimi ile
f frekans oranının sabit tutulması gereği anlaşılır. R I kompanzasyonu bunu
sağlamaktadır. Motorun hızının, senkron hız değerinin üzerine çıkarılması için,
motora nominal frekansının üzerinde bir frekans uygulanması gerekir. Bu
durumda V /f
oranının sabit tutulabilmesi için gerilimin de artan frekansla
artması gerekir [2].
33
Sargı izolasyon problemleri, çalışma esnasında fazla ısınma ve kısmi
boşalmalar nedeniyle uygulanan gerilimin nominal değerinin üzerine çıkması
istenmez ve bu nedenle motora uygulanan V /f oranının sabit tutulması koşulu
nominal frekans üzerindeki değerlere karşılık olarak motora uygulanan gerilimin
nominal değerinde sabit tutulması ile sağlanır.
Anma değerinden daha yüksek hız değerlerinde ise sabit gerilim
bölgesinde çalışma söz konusudur. Bu bölgede artan frekansa karşılık gerilim
sabit kaldığı için hava aralığı akısı, dolayısıyla da motorun üretebileceği
moment düşmektedir.
Sanayide asenkron motorların hız kontrolünde yoğun olarak kullanılan
stator geriliminin genlik ve frekansının değiştirilmesinin söz konusu olduğu
yöntemin gerçekleştirilebilmesi için motorun beslendiği kısmın, değişken genlik
ve frekansta gerilimler üretebilecek özellikte olması gerekir. Motoru besleyen
şebeke sabit genlik ve frekansta sinüzoidal gerilimler sağlamaktadır. Bu
kaynaktan makinenin hız kontrolü için gerekli değişken genlik ve frekanslı
sinüzoidal işaretler üreten güç elektroniği devrelerinden oluşmuş sistemlere
genel olarak frekans çeviriciler adı verilmektedir. Bu çeviriciler genel olarak iki
türlüdür:
a)Doğrudan frekans çeviriciler
b)Ara devreli frekans çeviriciler
Ara devreli frekans çeviriciler bağlı bulundukları şebekenin sabit genlik
ve frekanslı sinüzoidal geriliminden değişken genlik ve frekanslı gerilim ve
akımlar üreten ara devreli frekans çeviriciler asenkron makinenin hız
kontrolünde yaygın olarak kullanılırlar. Bu çeviriciler yapı itibarı ile;
- Girişte şebeke gerilimini doğrultan bir veya üç fazlı tam dalga kontrollü
(tristörlü) veya kontrolsüz (diyotlu) bir doğrultucu
- Doğrultucuya bağlı bir ara devre ve ara devrenin türüne göre seri
indüktans ve paralel bir kondansatörden oluşan gerilim ara devreli
eviriciden oluşur.
Ara devre çıkışında yer alan eviriciler ise,
a) Kare dalga eviriciler
b) Darbe genişlik modülasyonlu (Pulse Width Modulation ,PWM) eviriciler
olmak üzere iki türlüdür.
34
Darbe
genişlik
sargılarından
akan
modülasyonu
sinüzoidal
(PWM)
akımlara
alternatif
ve
sargı
akım
makineleri
gerilimlerine
göre
boyutlandırılır. Değişken hızlı tahrik sistemlerinin sanayi uygulamalarında,
çoğunlukla
değişken
genlik ve
frekansın
elde
edilmesi için
eviriciler
kullanılmaktadır. Eviriciler sabit doğru gerilim veya akımdan beslenirler. Bu
kaynaktan motor sargılarına uygulanmak üzere sinüzoidal akımlar elde edilmesi
için en ekonomik ve uygulanması en kolay yöntem, giriş genliğinin sabit
tutulduğu, fakat bu genliğin uygulanma süresinin ya da darbe genişliğinin
çıkışta istenilen sinüzoidal işarete göre modüle edilerek, darbe dizisi biçimindeki
işaretlerin oluşturduğu yöntemdir [2, 13, 22]. Bu modülasyon işlemi, darbe
genişliklerini istenilen sinüzoidal işaretlere uygun olarak modüle ettiği için darbe
genişlik modülasyonu olarak adlandırılır. Darbe genişlik modülasyonu (PWM)
ile üretilen darbenin elde ediliş biçimi ve sinüzoidal dalganın şekli açısından
birkaç şekilde isimlendirilebilir. Bu tezde kullanılan sistemde sinüzoidal darbe
genişlik modülasyonu (SPWM) kullanan bir düzenek mevcuttur. Şekil 4.1’de hız
sensörü eklenmiş kapalı çevrim V/f skaler blok diyagramı gösterilmektedir.
Kontrol bloğunda V/f kontrol motor miline eklenen geri besleme bilgisi ile gerçek
mekanik hız ölçülerek referans hızla kıyaslanır ve aradaki hata miktarı kayma
kontrolcüsüne verilerek gerçek hız bilgisi elde edilebilir.
Şekil 4.1. Kapalı çevrim (geri beslemeli) V/f Skaler kontrol blok
diyagramı
35
4.3. Vektör Kontrol Yöntemi
Serbest uyarmalı doğru akım (DC) motorları hız kontrolünün kolayca
yapılabilmesi avantajlarından dolayı, sanayide kullanılan değişken hızlı kontrol
sistemleri sınıfında uzun süre rakipsiz kalmıştır. Fakat bu motorlar komütatör ve
fırça yapısı, bakım ihtiyaçları, fırça kolektör teması, patlayıcı, parlayıcı ve tozlu
ortamlarda kullanılamaması, yüksek devir sayılarına ve yüksek gerilimlere
çıkılamama gibi dezavantajları nedeniyle değişken hızlarda çalışma gereksinimi
duyulan her uygulamada kullanılamamıştır. Bütün bu dezavantajları sebebiyle
değişken hızlı tahrik sistemlerinde doğru akım motorun yerine, güvenle
kullanılacak başka bir motorun yerleştirilebilmesi için mikroişlemci teknolojisinin
bu seviyeye kadar yükselmesi gerekmekteydi [1, 3].
Asenkron motorlar sağlam yapıları, bakım gerektirmemeleri, yüksek güç
ve her türlü ortam koşullarında çalışabilmeleri gibi üstün özellikleri nedeniyle
uzun süreden beri kullanılmaktaydılar, fakat doğru akım makineleri ile kontrol
açısından rekabet edebilmeleri ancak mikroelektronik alanındaki önemli
gelişmeler sayesinde mümkün olmuştur. Bu gelişmeler sayesinde, karmaşık
kontrol ve dönüşüm algoritmalarını yüksek hızlarda uygulayabilen büyük
kapasiteli mikroişlemcilerin tasarlanmış olması yanı sıra, artan güç ve hızda güç
elektroniği anahtarlama elemanlarının üretimi ile mümkün olmuştur [2].
Asenkron motorların kontrolüne ilişkin diğer bir problem de sinüzoidal
sargı akımları oluşturmak üzere bağlandıkları eviriciden kaynaklanan akım
harmonikleridir. Bu harmonikler motor sargılarındaki ilave ısınmanın yanı sıra
motorun momentinde oluşturdukları harmonik momentlerinin salınım etkisi
nedeni ile motorun bağlı olduğu mekanik sistemlerde vuruntulara ve hızda da
dalgalanmalara yol açmaktadırlar. Günümüz güç elektroniği anahtarlama
elemanları olarak çoğunlukla kullanılan IGBT'ler ile yaklaşık 25 kHz
anahtarlama frekanslarına ulaşmak mümkün olmaktadır. Hızlı anahtarlama
elemanlarının kullanımı ile bu elemanlardan oluşturulan eviriciler üzerinden
beslenen motorlarda harmonik akımları ve dolayısı ile harmonik momentlerin
etkisi azalmaktadır [13].
36
Asenkron motorların karmaşık kontrol ve dönüşüm algoritmaları
gerektirmesinin nedeni motorun doğrusal olmayan yapısındandır. Oysa serbest
uyarmalı doğru akım makinesi doğrusal bir kontrol yapısına sahiptir. Bunun
nedeni akıyı ve momenti oluşturan akım bileşenlerinin birbirinden bağımsız
olarak endüvi ve uyarma akımları vasıtasıyla kontrol edilebilmesidir. Bu sayede
akı sabit tutulduğunda, moment kendini oluşturan akım bileşeni ile doğrusal
olarak kontrol edilmektedir.
Serbest uyarmalı doğru akım makinesinin indüvi reaksiyonu, doyma ve
histerisiz etkilerinin ihmal edildiği durumdaki matematiksel modeli aşağıdaki gibi
yazılabilir [1, 12, 14, 16].
V = R i +L
V =R i +L
(4.3)
+e
Bu modelde sırasıyla V , R , i , L
(4.4)
uyarma devresi gerilim, direnç, akım ve
indüktansını, V , R , i , L , e endüvi devresi gerilim, direnç, akım ve indüktansı
ile ters elektro manyetik kuvveti temsil etmektedir. Makinenin uyarma akısının
uyarma akımı ile doğrusal olarak değiştiği varsayımıyla ψ = L i yazılabilir.
Makinenin ters elektro manyetik kuvveti e , elektro manyetik kuvveti sabiti k
olmak üzere, uyarma akısı ψ ve makinenin açısal hızı ω cinsinden aşağıdaki
gibi yazılabilir.
e = k ψω
(4.5)
Son olarak, makinenin moment ifadesi ise aşağıdaki gibidir:
M =k ψi = k L i i
(4.6)
Makinenin verilen denklemlerinde yer alan endüvi ve uyarma akımları
yukarıdaki varsayımlar altında ve uyarma akısı sabit tutularak birbirinden
bağımsız hale getirilebilir. Uyarma ve endüvi eksenleri birbirine dik eksenlerdir
ve sırasıyla asenkron makinenin duran (d-q) eksen takımlarına karşı
düşmektedirler. Moment ifadesinde, i akıyı oluşturan uyarma akımıdır. Serbest
uyarmalı makinede bu akım sabit tutularak sabit bir uyarma akısı elde edilir ve
böylece moment, i endüvi akımı ile doğrusal olarak değiştirilebilir.
37
Endüvi reaksiyonu ihmal edilirse bu iki akımın değişimi birbirini
etkilemeyecektir. Asenkron motorda ise akıyı ve momenti ayrı kontrol
edebilecek iki akım bileşeni yoktur; sadece statordan beslediğimizden stator
akımı vardır. Stator akımı ise sinüzoidal bir akımdır ve genlik, frekans ve faz
bilgilerini içerir. Asenkron motorda da kontrol edilmesi gereken değer, genliği,
fazı ve frekansı ile tanımlanan akım vektörüdür. Asenkron motorunda DC motor
gibi kontrol edilmesi isteniyorsa, motorun stator akım vektörü, doğru akım
makinesindeki uyarma ve endüvi akımlarına benzer şekilde biri akıyı, diğeri
momenti etkilemek üzere birbirine dik iki bileşene ayrılmalıdır. Baz alınacak
akıya göre farklı akı oryantasyon yöntemleri mevcuttur. Ancak tüm bu
yöntemlerde akıyı oluşturan ve akı ile aynı yönde olan akım bileşeni yardımı ile
akı sabit tutulup diğer akım bileşeni ile moment doğrusal olarak ayarlanır.
Böylece asenkron motor, hız referansı değişimlerine ve yük moment
değişimlerine
doğru
akım
makinesine
benzer
şekilde
hızlı
cevap
verebilmektedir [1, 13, 16].
Asenkron motorun bağıntılarını duran ve hareketli eksen takımında yazarsak:
V
= R i
− ω
pL i
+
ψ
+
pL i
+
ψ
(4.7)
V
= R i
− ω
pL i
+
ψ
+
pL i
+
ψ
(4.8)
0=R
ψ
−
i
−ω ψ
+
(4.9)
0=R
ψ
−
i
−ω ψ
+
(4.10)
Bağıntılarda görülen çarpımlarının yanı sıra makinenin parametrelerinin,
özellikle de rotor devresi parametrelerinin akım genlik ve frekansları ile
değişmesi sistemi doğrusal olmayan bir sistem haline getirmektedir. Ayrıca,
artan frekansla indüktansların değeri azalırken deri olayı nedeniyle direnç
artmakta, hava aralığı akısı ise doymadan etkilenmektedir. Bütün bu özellikler
göz önüne alınarak kontrol açısından bakıldığında oldukça karmaşık ve zor bir
sistem ortaya çıkmaktadır. Bu sistemin doğru akım makinesine benzer
kontrolünü geliştirebilmek için hem doğrusal olmayan kontrol kurallarının
geliştirilmesine, hem de bu kuralların uygulanabilmesi için hızlı işlem yapabilen
38
işlemcilere (DSP, Digital Signal Processor) ,yani dijital işaret işleyiciye gerek
vardır [3, 8, 13].
Motorun hava aralığında senkron hızla duran (d-q) eksen takımındaki
modelinde motorun tüm giriş ( V
,
V ) ve durumları ( i
, i
, ψ , ψ ) d ve q
eksen takımına göre tanımlıdır. Bu büyüklükler (d-q) şeklindeki büyüklükler
yerine, genlik ve açı biçiminde ifade edilebilir.
Motorun duran eksen takımındaki modelinde parametreler sabit, giriş ve
durum değişkenleri ise doğru akım bileşenleri şeklindedir. Duran eksen takımı,
statorda hareketli (α–β) eksen takımına göre ω =θ, açısal hızıyla dönerken bu
eksende tanımlı V, girişi ile i , ψ ve ψ vektörlerinin α - β eksen takımına göre
konumları yazılabilir.
Görüldüğü gibi tüm vektörler bir baz eksen d-q ' ya göre tanımlanmıştır.
Modelin daha basitleştirilmesi ve dolayısıyla kontrole daha uygun hale
gelebilmesi için yukarıda sıralanan tüm büyüklüklerin giriş veya değişkenlerden
biri baz seçilerek, diğer değişkenlerin buna göre tanımlanması gerekir.
i + i +i =0
i
=i
i
=
(4.11)
√
Şekil 4.2. a-b-c fazlarının α -β eksen takımına dönüşüm [13]
39
i
= i cosθ + i sinθ
i
= −i sinθ + i cosθ
(4.12)
Şekil 4.3. α-β eksen takımından d-q eksen takımına dönüşüm [13]
Clark dönüşümünde asenkron motorun statorunda fazlara ait büyüklükler
(a-b-c) referans eksen sisteminde 2 boyuta (α –β) taşınır. Hareketli (α–β) eksen
sisteminde tanımlanan büyüklükler uygun bir θ açısı ile d-q eksen takımına
taşınır ve park dönüşümü diye isimlendirilir. Bu tanımlamada amaç söylendiği
gibi motorun modelinin kontrol edilmesine uygun hale getirilmesidir. Bu istenilen
özellikleri sağlamak üzere modelde yer alan denklemlere bakıldığında, baz
olarak seçilecek en uygun değişkenin rotor akısı olduğu görülür.
Diğer büyüklükler, baz olarak seçilen değişkene göre tanımlandığı için bu
durumda rotor akısından oryantasyonlu bir vektör kontrol sistemi söz
konusudur. Rotor akısının d ekseni üzerinde tanımlanıp diğer tüm değişkenlerin
de bu eksen ve buna dik q eksenine göre tanımlanması ile stator akım vektörü
de hem rotor akısının yer aldığı d ekseni, hem de q ekseninde bileşenlere
ayrılacaktır. Rotor akısı da aynı eksen üzerinde yer alır, stator akım vektörünün
d ekseni bileşeni akıyı kontrol eden akım bileşeni, q ekseni üzerindeki akım
bileşeni ise momenti kontrol eden akım bileşeni olur. Bu durumda tüm
değişkenlerin bağlı olarak tanımlandığı d ekseni, rotor akısı ile kesişen, diğer
tüm değişken bileşenlerinin ise bu eksen ve buna dik q ekseni üzerinde yer
aldığı bir düzenek oluşur. Yeni durumda tanımlı olan vektörlerin d-q eksen
takımına göre tanımları [4, 14, 30],
40
eksen takımının ve rotor akı vektörünün açısal hızı,
ω =θ
(4.13)
gerilim vektörünün açısal hızı,
ω =ω +φ
(4.14)
stator akı vektörünün açısal hızı,
ω
=ω +φ
(4.15)
olarak verilebilir. Eğer rotor akısı d ekseni üzerinde olacak şekilde yani
|ψ | = ψ
ise ψ
=0
(4.16)
olur. Motorun rotor akısının sadece d ekseni bileşeni vardır ve rotor akısı
burada doğru akım makinesinde ki d ekseni üzerindeki uyarma akısına karşı
düşmektedir. Asenkron motorun q eksenindeki akımı ise doğru akım
makinesinin q eksenindeki endüvi akımına karşı düşmektedir. Serbest uyarmalı
doğru akım makinesinde akı, uyarma akımı ile kontrol edilmektedir. Burada ise
d ekseni rotor akısı d ekseni stator akımı ile kontrol edilmektedir. Bu duruma
göre durum denklemi düzenlenirse motorun d ekseni akısı ile akım arasındaki
ilişki doğrusal olup bir transfer fonksiyonu ile akı denkleminin sürekli rejimdeki
değeri ile akım arasındaki ilişki bulunabilir. Bu denklem sabit uyarmalı doğru
akım makinesinin endüvi denklemine benzemektedir [13, 15, 25].
f
=ω
ψ
(4.17)
olup ters elektro manyetik kuvvettir. Motorun rotor akısının d ekseni üzerinde
olması durumunda d-q modeline ilişkin ifade çıkarılır. Moment ifadesinde yer
alan ψ rotor akısı i
ve i
ise i akımının rotor akısına ve dik olan eksen
üzerindeki bileşenleridir. ψ akısını oluşturan akım bileşeni i
makinesindeki i ’ye, i
moment i
ise i ’ya benzemektedir. Akı i
ile doğrusal olarak değiştirilebilir.
41
doğru akım
ile sabit tutulurken,
Akımın, biri rotor akısı yönünde diğeri ise buna dik yönde iki bileşene
ayrılabilmesi için rotor akısının modül ve açısının elde edilmesi gerekmektedir.
Rotor akısı ölçülebilen bir büyüklük olmadığından ölçülebilen büyüklükler
yardımı ile oluşturulması gerekmektedir. Akının sabit tutulmak istenen modülü
ve akımların dönüşümü için gerekli dönüşüm vektörlerinin oluşturulacağı açı
elde edilecektir. Rotor akısının elde edilmesinde doğrudan ve dolaylı olmak
üzere iki yöntem söz konusudur. Daha öncede söz edildiği gibi, rotor akısı baz
alınarak geliştirilen kontrol yöntemine rotor akısından yönlendirmeli vektör
kontrol adı verilir [1].
Motorun modelinin rotor akısından yönlendirmeli basit bir modelinin elde
edilmesinde en önemli unsur motor rotor akısının d ekseni üzerinde
tutulabilmesidir. Bunu sağlamak üzere, motora uygulanması gerekli giriş, stator
geriliminin genliği ve frekansı hesaplanarak uygulanmalıdır. Rotor akısından
yönlendirmeli motor modeli elde edilebildiği gibi stator akısından yönlendirmeli
veya hava aralığı akısından yönlendirmeli model kontrolleri yapılabilir ve bu
kontrol rotor akısı yönlendirilmeli kontrol sistemi iki şekilde irdelenebilir.
a) Doğrudan vektör kontrol yöntemi
b) Dolaylı vektör kontrol yöntemi
Doğrudan ve dolaylı vektör kontrol yöntemleri genellikle rotor akısı
yönlendirmeli vektör kontrol yöntemleridir. Buna karşılık stator akısı veya hava
aralığı akısından kaynaklanan vektör kontrol yöntemleri de vardır [1, 30].
Doğrudan ve dolaylı vektör kontrol yöntemlerinde sadece rotor akısı
yönlendirmeli
vektör
kontrol
yöntemlerine
değinilecektir.
Rotor
akısı
yönlendirmeli vektör kontrolünde kontrol işlemi için rotor akısının genlik ve
fazının bilinmesi gereklidir. Rotor akısının genliği kontrolde geri besleme işareti
olarak kullanılırken, fazı ise d-q’ dan a-b-c veya a-b-c’ den d-q’ ya yapılacak
dönüşümlerde, dönme açısı olarak kullanılacaktır.
42
4.3.1. Doğrudan vektör kontrol yöntemi
Doğrudan vektör kontrol yönteminde rotor akısı, hava aralığı akısının hall
sensörleriyle ölçülmesiyle, rotor hızı ise encoder veya tako-jeneratör vasıtasıyla
elde edilir. Hava aralığı akı bileşenleri, motorun fiziksel yapısı üzerinde yapılan
özel bir düzenleme ile statorda birbirine dik olarak yerleştirilmiş (α–β) eksenine
iki akı sensörü yardımıyla doğrudan ölçülmektedir. Rotor akısının genliği ve
fazını oluşturabilmek için ölçülen akı bileşenleri dışında, makinenin (a-b-c) faz
akımlarının da ölçülmesi ve a-b-c’den α–β’ ya bir dönüşüm ile α–β
eksenlerindeki bileşenlerinin elde edilmesi gereklidir. Hava aralığı akı
bileşenleriyle, α–β eksenlerindeki akım bileşenleri ve motor parametrelerinden
hareketle akı ve momentten hesaplanan rotor akısının genlik ve fazı ile moment
değeri
hesaplanır.
Rotor
akısının
hesaplanan
α–β eksen
takımındaki
değerlerinden hareketle, genliği ve fazı hesaplanır. Rotor akısının açısı, a-bc’den veya α–β’dan, d-q’ya yapılan dönüşümlerde kullanılmak amacıyla
hesaplanmaktadır. Dönüşüm için kullanılan θ açısı yardımıyla ölçülen stator ab-c faz akımlarından hareketle duran (d-q) eksen takımındaki akımlar elde
edilebilir. Rotor akısının genliği ve akımın q eksenindeki bileşeninden hareketle
moment ifadesi de aşağıdaki gibi yazılabilir [3, 4, 5].
τ = p
ψ
i
(4.18)
Bu şekilde, hesaplanan rotor akı genliği ve moment, referans akı ve
moment değerleri ile karşılaştırılmış ve oluşan akım ve hız hataları PI veya PID
tipindeki akım ve hız kontrolörlerine uygulanmıştır. Kontrolörlerin ürettiği kontrol
işaretleri makinenin d-q akım bileşenlerinin referans büyüklükleri olarak
kullanılmaktadır. Akı hesaplayıcısının ürettiği diğer bir büyüklük de dönme
açısıdır. Bu dönme açısı kullanılarak motorun d-q bileşen akımları referans
akımlarla karşılaştırılmak üzere makinenin stator faz akımlarından elde edilir.
Böylece referans ve gerçek d-q
akım bileşenlerinin
karşılaştırılmaları
sonucunda oluşan akım hataları akım kontrolörlerine uygulanmakta ve d-q
eksen takımındaki referans stator gerilim bileşenleri üretilmektedir. Bu gerilim
bileşenleri de dönüşüm açısı kullanılarak PWM üreticisi için gerekli olan a-b-c
eksen takımındaki referans gerilim büyüklüklerine dönüştürülmektedir [1, 13,
14, 30].
43
4.3.2. Dolaylı vektör kontrol yöntemi
Bu tür kontrol yönteminin en yaygın olanı, aynen doğrudan vektör kontrol
yönteminde olduğu gibi rotor akısı temelli dolaylı vektör kontrol yöntemidir. Bu
yöntemde verilen bir akı referans değerine karşılık, d ekseninde referans akım
değeri elde edilir. Motorun moment referans değeri ise ilgili denklemlerden
hareketle motor moment ve rotor akımlarının açısal hızı arasındaki ilişki ile
verilebilir.
Hız hatasının sadece bir kazanç ile çarpılması momentin referans
değerini elde etmek için yeterliymiş gibi görünse de motorun yüklenmesi
nedeniyle oluşacak sabit hız hatasını kompanze edebilmek amacıyla kazanç
terimine ilave olarak hız hatasının integralinin alındığı bir terim daha gerekli
olur. PI veya PID tipi bir kontrolörün kullanılması ve bu kontrolöre hız hatasının
uygulanması sonucunda kontrolörün çıkışı vektör kontrolü oluşturmak için
gerekli olan moment referans değerini üretir [5, 10, 15].
Moment referans değerinden hareketle momenti oluşturan akımın q
bileşeni hesaplanabilir. Diğer kontrol girişi olan ve dönüşüm için kullanılan θ
açısı, rotor akımlarının açısal hızı ve makinenin açısal hızı yardımıyla elde
edilebilir. Motor milinin açısal hızı mile bağlı bir tako-jeneratör veya enkoder
yardımıyla ölçülür. Buradan hareketle θ dönme açısı elde edilir. Doğrudan
vektör kontrol yönteminde sinüs üçgen karşılaştırılması ve histerezisli akım
kontrol yöntemi ile PWM işaretleri üretilmektedir. Aynen burada olduğu gibi
dolaylı vektör kontrol yönteminde elde edilen d-q referans akım bileşenleri ve
dönme açısından hareketle, sinüs-üçgen karşılaştırılması ve histerezisli akım
kontrol yöntemi ile PWM işaretleri üretilir. Böylece sinüs-üçgen karşılaştırılması
ile PWM üretilmesine dayalı dolaylı vektör kontrol sistemi ya da histerezis akım
kontrollü PWM üretilmesine dayalı vektör kontrol sistemi yöntemleri ile kontrol
gerçekleştirilebilir [2, 3].
Uygulamada üretilen referans sinyalleri motor parametrelerine, özellikle
de rotor devresi zaman sabitine bağlıdır. Rotor frekansı, rotor zaman sabiti
ifadesinde yer alan direnç ve indüktans üzerinde oldukça etkilidir. Ayrıca bu
yöntemin gerçekleştirilebilmesi için motor hız veya konumunun mutlaka
bilinmesi gereklidir.
44
Bu nedenle hız ve konum algılayıcılarını dışarıda bırakan sensörsüz kontrole
uygun değildir. Bir motorun dolaylı vektör kontrollü blok diyagramı Şekil 4.4’e
benzer şekildedir.
Şekil 4.4. Asenkron motorun dolaylı vektör kontrollü sürme blok diyagramı
45
5.ARAŞTIRMA BULGULARI
5.1. Simülasyon 1
Şimdiye kadar elde ettiğimiz teorik bilgilerin bir uygulaması Matlab
Simulink üzerinde incelenirse, hem algoritma hem de tez için kurulu olan
düzenek daha iyi anlaşılır. Şekil 5.1’de görülen kontrol algoritması Matlab’ta ki
bir vektör kontrol simülasyonunun benzetimi sonucu elde edilmiş bir
simülasyondur. Grafik çıkışları değer olarak olmasa bile cevap olarak
sistemimizle benzer karakterdedir. İlk simülasyonda sadece hız devresi için bir
PID tasarlanmış, akımlar ise hesaplama sonucu sisteme verilerek sonuçlar elde
edilmiştir.
Şekil 5.1. Matlab Simulinkte vektör kontrolü için tasarlanmış simülasyon
Şekil 5.1’ de gösterilen simülasyonda 37 kW’lık bir motora ait vektör
kontrol algoritması benzetilmiştir. Giriş referansı olarak hız parametresi
belirlenmiş ve 100 d/dk referans hızı PID’e girmiştir. Bu PID, girilen referans
46
hızla rotorun dönme hızını karşılaştırma sonucu elde edilen çıkışın Iq referans
akımının elde edildiği ‘’iq* akım hesabı’’ sistemine giriş olur. Iq* akım hesabı
sistemine hesaplanan akı ve hız değerleri giriş olur. Iq* akım hesabının sonucu
2 eksenli (d, q) sisteminden 3 eksenli (a, b, c) sisteme uygulanır. Bu eksen
değişimi PWM’i tetikleyecek darbeleri ayarlayan akım histerezisi sistemine
girer.
Akım histeresizi sisteminin diğer girişlerinden biri Id akım hesabı
sisteminden gelen sabit bir akı oluşturan Id akımıdır. Bir diğer giriş olan θ açısı
ise motorun statorundan alınan akımlarının park dönüşümü sonrası elde edilen
Iq akımı, motorun rotorundan elde edilen hız ve Id akımından elde edilen akı
bilgilerinin karşılaştırılması sonucu mekanik devir ile manyetik döner alanın
arasında ki farktan elde edilir. ‘’Phir’’ burada akı hesabının yapıldığı kısımdır,
yani Id akımından hesaplanan akı değeridir. Id* akım hesabı kısmın girilen
referans bir akı için Id akımının hesaplandığı kısımdır. Bu hesabın çıkışı 2
eksenli(d-q) sistemden 3 eksenli (a-b-c )ters clark kısmıdır.
IGBT sisteminin tetiklenmesi yöntemiyle motoru besleyecek gerilimin
frekansı değiştirilir ve motor beslemesine bu gerilim uygulanır. Simülasyonun
cevabını etkileyen en önemli kısım vektör kontrolün gerçekleştiği kısımdır.
Simülasyonda yer alan scope’lar vasıtasıyla motor akım ve rotor hız değerleri
izlenebilir. Sadece hız devresine uyarlanmış PID ile sistem hazırlanmıştır ve
farklı katsayılar için verilen cevaplar şöyle gösterilebilir.
47
120
100
HIZ (rad/sn)
80
60
40
20
0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
ZAMAN (sn)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Şekil 5.2. Hız devresi PID için Kp=60, Ki=Kd=0 için hız cevabı
800
600
AKIMLAR (A)
400
200
0
-200
-400
-600
-800
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
ZAMAN (sn)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Şekil 5.3. Kp=60, Ki=Kd=0 için statordan alınan akım cevabı
100
80
60
AKIMLAR (A)
40
20
0
-20
-40
-60
-80
0.22
0.24
0.26
0.28
ZAMAN (sn)
0.3
0.32
Şekil 5.4. Kp=60, Ki=Kd=0 için statordan alınan akım cevabının
sabitlendiği değer
Simülasyon düzeneğinde hız sistemi için PID parametreleri Kp=60, Ki=Kd=0
olmak koşuluyla sistem 0.3 saniyede 100 rad/sn referans değerine ulaşıyor ve
bu değerde 0.4 saniyede set oluyor. Hız için kalıcı bir hata söz konusu değilken
akımda ki salınımlar kalıcıdır.
48
120
HIZ (rad/sn)
100
80
60
40
20
0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
ZAMAN (sn)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Şekil 5.5. Hız devresi PID için Kp=120, Ki=3, Kd=0 için hız cevabı
800
600
A K IM L A R (A )
400
200
0
-200
-400
-600
-800
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
ZAMAN (sn)
0.7
0.8
0.9
1
Şekil 5.6. PID için Kp=120, Ki=3, Kd=0 için akım cevabı
100
80
60
AKIMLAR (A)
40
20
0
-20
-40
-60
-80
0.22
0.24
0.26
0.28
ZAMAN (sn)
0.3
0.32
Şekil 5.7. Kp=120, Ki=3, Kd=0 için statordan alınan akım cevabının sabitlendiği
değer
49
120
HIZ (rad/sn)
100
80
60
40
20
0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
ZAMAN (sn)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Şekil 5.8. Hız devresi PID için Kp=1200, Ki=5, Kd=3 için hız cevabı
800
600
AKIMLAR (A)
400
200
0
-200
-400
-600
-800
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
ZAMAN (sn)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Şekil 5.9. PID için Kp=1200, Ki=5, Kd=3 için akım cevabı
Hız devresi PID için Kp katsayısının artırılmasıyla hızın girilen referans
hıza oturma süresi 0.18 saniyeye kadar düşmüştür. Bu simülasyonda PID’ye
uygulanan Ki ve Kd değerleri 0’dan artırılarak hızın referans hıza oturma süresi
ve oturma şekline bakılarak belirlenmiş ve en iyi cevabın Kp=1200, Ki=5 ve
Kd=3 olarak belirlenmiştir.
Hız kontrolü temelli bir simülasyon olarak ayarlanan referans hız için set
olma süresi ve set olduktan sonraki sabit olarak çalışmaya devam etmesi
sistemin cevabının hız için iyi olduğunu göstermektedir. Ancak hızdaki bu iyi
çalışma akımdaki başlangıç değeri kullanıcı için büyük bir değer olabilir. Hızdaki
bu referans hıza oturma süresi ve değerindeki iyi durumun akım devresi içinde
sağlanabilmesi için Id ve Iq akımları içinde benzer bir PID tasarlanarak,
akımlarda düzenlenebilir. Bu sayede vektör kontrol algoritmamız gerek
50
kullandığımız Technosoft Motion’a ait motor kontrol düzeneğinde kullanılan
sisteme benzetilecek ve elde edilen sonuçlar karşılaştırılarak daha verimli ve iyi
bir motor kontrol düzeneği dizayn edilmiş olacaktır. Referans motor hızını
değiştirmeden
akım
devreleri
için
yerleştirilen
PID’lerle
oluşturulan
simülasyonlar yapılır.
Gerek hız gerek akım PID’lerinde ki Kp, Ki ve Kd değerleri belirlenirken
Simülasyon 1 ve Simülasyon 2’de çıkışa bağlı değer değişikliği yapılmıştır. Kp
değeri düzenli olarak artırılarak referans hıza ulaşma süresi kısaltılmış, Ki
değeri artırılarak referans hızda kararlı durum hatası giderilmeye çalışılmıştır.
Kd değeri ile sistem hız cevabının girilen referans hızda oturma süresini
kısaltmıştır. Fakat Kd’nin bu etkisi çok fazla değildir. PID parametreleri
değiştirilirken başlangıçta sadece Kp değeri değiştirilerek sistemin referansa
oturma süresi kısaltılmış, Kp için en uygun değer belirlendiğinde Ki
değiştirilerek oturma süresi kısalacak şekilde değiştirilmiştir. Kd’nin azda olsa
sistem cevabına katkısı gözlenmiştir. Şekil 5.2 ile Şekil 5.8 kıyaslandığında Kp,
Ki ve Kd parametrelerinin etkisi çok açık görülmektedir. Ancak bu çalışma
şartlarında sistemin motor çalışmaya başladığında çektiği ilk akımların
yüksekliği ve akımın sabitlendiği değerde dalgalanmalar 20 amper civarındadır
ve bu değer bu motor için yüksek bir salınımdır. İyi bir kontrolde sadece hız
cevabı referans alınmaz motorun çektiği akımada dikkat edilmelidir.
51
5.2. Simülasyon 2
Şekil 5.10. Matlab Simulinkte vektör kontrolü için diğer bir simülasyon
Simülasyon 2’de simülasyon 1’de ki hız için elde edilen iyi cevabın akım
devresi içinde sağlanabileceği gösterilecektir. Simülasyon 1’de sadece hız
devresi için PID varken, burada Id ve Iq akımları içinde PID uygulanarak sistem
cevabının etkisi gözlenecektir. Simülasyon 1’e akım cevabı göz ardı edilerek
bakıldığında en iyi hız cevabının PID parametrelerinin Kp=1200, Ki=5 ve Kd=3
belirlendiği cevap olduğu gözlenir. Hız sistemi için elde edilen PID değerleri
sabit tutularak Id ve Iq akımları için kullanılacak PID’lere ait Kp, Ki, Kd değerleri
değiştirilerek en iyi akım cevabının hangi değerlerde alındığı gözlenecek. Fakat
hız cevabıda göz ardı edilmeden bu gözlem yapılmalıdır. Asenkron motorun
vektör kontrolü açısından iyi bir kontrol sistemi sadece referans hıza ulaşma
süresi ya da o hızda set olma süresi gözlenerek yapılamaz, akım değerlerinin
de uygulanabilir nitelikte olması gerekmektedir.
52
120
HIZ (rad/sn)
100
80
60
40
20
0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
ZAMAN (sn)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Şekil 5.11. Hız devresi PID için Kp=1200, Ki=5, Kd=3, Akım devresi PID için Id
için Kp=26, Ki=13, Kd=0 için hız cevabı
AKIMLAR (A)
40
20
0
-20
-40
0.17
0.18
0.19
0.2
ZAMAN (sn)
0.21
0.22
Şekil 5.12. Hız devresi PID için Kp=1200, Ki=5, Kd=3, Akım devresi PID için Id
için Kp=26, Ki=13, Kd=0 için akım cevabı
Şekil 5.11’ de görüldüğü gibi Id ve Iq akımları için eklenen PID’lerden sonra
rotor hızının girilen referans hıza ulaşma süresi 0.18 saniyedir. Fakat referans
hızda set olma durumu azda olsa kalıcı bir hatayla olmaktadır. Bu durum
sadece
akım PID’lerinin
değerlerinin
değiştirilerek iyi bir sonuç elde
edilemeyeceğini gösteriyor, yani Id ve Iq akım PID’lerinin Kp, Ki ve Kd değerleri
değil paralel olarak hız devresi Kp, Ki ve Kd değerleri de değiştirilmelidir. Akım
cevabı gözlenirse stator akımlarında ki salınımlar azalmış ve motorun çektiği
akım değeri 27 ampere düşmüş ve motor nominal çalışma akımına
yaklaşmıştır. Bu doğrultuda Id ve Iq akımlarının PID parametreleri Kp, Ki ve Kd
değiştirilerek akım cevabının da iyi olması sağlanmalıdır.
53
120
100
HIZ (rad/sn)
80
60
40
20
0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
ZAMAN (sn)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Şekil 5.13. Hız devresi PID için Kp=1200, Ki=120, Kd=3, Akım devresi PID için
Id için Kp=6, Ki=3, Kd=0 için hız cevabı
400
300
AKIMLAR (A)
200
100
0
-100
-200
-300
-400
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
ZAMAN (sn)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Şekil 5.14. Hız devresi PID için Kp=1200, Ki=120, Kd=3, Akım devresi PID için
Id için Kp=6, Ki=3, Kd=0 için akım cevabı
40
30
AKIMLAR (A)
20
10
0
-10
-20
-30
-40
-50
0.32
0.34
0.36
0.38
ZAMAN (sn)
0.4
0.42
0.44
Şekil 5.15. Hız devresi PID için Kp=1200, Ki=120, Kd=3, Akım devresi PID için
Id için Kp=6, Ki=3, Kd=0 için set akım cevabı
54
Akımdaki salınımlar ve akım değerini düzenli hale getiren Kp, Ki ve Kd değerleri
hızın referans hıza ulaşma süresini uzatmıştır. Bu durum hız devresi PID
değerleri değiştirilerek giderilebilir.
120
HIZ (rad/sn)
100
80
60
40
20
0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
ZAMAN (sn)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Şekil 5.16. Hız devresi PID için Kp=1200, Ki=150, Kd=3,Akım devresi PID için
Id ve Iq için Kp=6, Ki=3, Kd=1 için hız cevabı
800
600
AKIMLAR (A)
400
200
0
-200
-400
-600
-800
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
ZAMAN(sn)
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Şekil 5.17. Hız devresi PID için Kp=1200, Ki=150, Kd=3, Akım devresi PID için
Id ve Iq için Kp=6, Ki=3, Kd=1 için akım cevabı
100
80
60
AKIMLAR (A)
40
20
0
-20
-40
-60
-80
0.16
0.18
0.2
0.22
ZAMAN(sn)
0.24
0.26
Şekil 5.18. Hız devresi PID için Kp=1200, Ki=150, Kd=3, Akım devresi PID için
Id ve Iq için Kp=6, Ki=3, Kd=1 için set akım cevabı
55
Şekil 5.16’da görüldüğü gibi hız istenilen referans değer olan 100
rad/sn’ye 0,18 saniyede ulaşıyor ve çok kısa sürede set oluyor. Hız devresi PID
için Kp=1200, Ki=150, Kd=3 için bu rotor hızı referans hıza ulaşma süresi
istenilen bir zaman olup motorun istenilen devire çok kısa sürede ulaştığını
göstermektedir. Şekil 5.17’de görüldüğü gibi hız devresi PID için Kp=1200,
Ki=150, Kd=3, akım devresi PID için Id ve Iq için Kp=6, Ki=3, Kd=1 için set akım
cevabı çok az salınım ve motorun çalıştığı nominal akıma gelmiş durumdadır.
0,19. saniyede akım cevabı kalıcı hatasız referans değere ulaşmıştır.
Sonuçlar iyi bir kontrol sistemi için referans alınacak sistemin
kullanılacağı yer ve koşullara göre değişir niteliktedir. Kısa süreli akımların
büyüklüğü ya da sistem set olduktan sonra ki akım değerleri veya girilen
referans hıza ulaşma süresi veya referans hızda sabitlenmesi gibi hususlara
göre kullanıcının insiyatifine göre istenilen sistem dizayn edilebilir. Bu
sonuçlardan gerek akımdaki set olma durumu ve zamanı, hızında referans hıza
ulaşma süresi ve bu hızdaki set olma açısından en son örnek simülasyon
açısından en uygun durum gibi görünmektedir. Bu durum göreceli olup
kullanıcının düzeneği ve motoru kullanacağı sisteme göre değişiklik gösterebilir.
Bu simülasyonlarda çalışma boyunca değişiklik gösteren direnç, indüktans,
doyma gibi durumlar yok sayılarak gerçekleştirilmiştir. Yüke bağlı olarak bu
değerler
ve
sonuçlar
değişiklik gösterebilir.
Asenkron motorun
vektör
kontrolünün daha iyi anlaşılması ve sonuçlara göre çıkarım yapılması açısından
faydalı bir çalışma olmuştur. Vektör kontrolün temelini oluşturan duran ve
hareketli eksene çevirme bloklarının ve sistem cevabına etki edecek PI-PID
değerlerinin farklılığına göre sistemin cevap verme süresi ve cevabın niteliği
incelenmiş ve simülasyon sonuçlarına göre gerekli ayarlamalar yapılmıştır.
56
5.3. TMS320F28335 Tabanlı Technosoft Motion’a Ait Asenkron Motor
Kontrol Sistemi MCK28335
Tez projesi için kullanılan donanım Technosoft Motion firmasının
oluşturduğu MCK28335 diye isimlendirilen motor kontrol düzeneğidir. Bu sistem
iki ayrı bölüm olarak incelenebilir. İlk kısım, gerekli kontrol yazılımının yüklendiği
ve bir DSP kontrolör içeren TMS320F8335 kontrolör kartıdır. İkinci kısım ise
kontrolör kartı ile doğrudan bağlantılı olarak çalışan, güç elektroniği anahtarları
(IGBT), sürücüler ve ölçüm elemanları da içeren motor güç kartıdır. Motor
kontrolör kartı, DSP kontrolörün çevresel birimlerle iletişimini sağlamak için
gerekli donanımları da üzerinde bulundurur ve böylece DSP kontrolör ile
çevresel birimler motor kontrolör kartı yoluyla haberleşir. Düzenekte ölçümler
için hazır sistemler mevcut olup analog-dijital çeviriciler yardımıyla motorun
birçok bilgisi görsel olarak bilgisayar üzerinden gözlemlenebilir. Hız bilgisi için
encoder bilgisinden faydalanırken, akı bilgisi için 3 adet Hall sensörü vardır.
Şekil 5.19. MCK28335 düzeneğine ait benzetim
Vektör kontrol tekniği karmaşık ve çözümü
uzun
matematiksel
hesaplamalar içerir ve asenkron motorun yapısında ki karmaşıklıkta buna
eklenince sistemin çözümü çok daha zorlaşır, bu işlemlerin çok hızlı bir şekilde
yapılması işlem sonucunda motora uygulanacak gerilimin belirlenmesi hızın
57
ayarlanmasında ki hızla doğrudan ilgilidir. Motorda meydana gelen değişimlere
göre, gerekli olan kontrol sinyallerinin hızlı bir şekilde üretilip tekrar motora
uygulanması süresi vektör kontrolde çok önemlidir. Bunun için DSP kontrolörler
çok uygun bir seçimdir. Bu tez projesinde Texas Instruments firması tarafından
üretilen TMS320F28335 temelli, özellikle motor kontrol uygulamalarına yönelik
olarak Technosoft Motion tarafından geliştirilmiş olan MCK28335 DSP kontrolör
kartı kullanılmıştır.
Şekil 5.20. MCK28335 motor kontrol kitinin çalışma algoritması
58
Şekil 5.20’de verilen genel algoritma kontrol kartının çalışması esnasında
hangi sırayla hangi sistemi devreye soktuğunu gösterir niteliktedir. Sistemin
çalışmaya başlaması ile ana program devreye girer ve işlemciye yüklenen
programa bağlı olarak çalışmaya başlar, bu program işletildikten sonra, takip
parametresi (watchdog), zamanlayıcı clock sinyalleri ve harici hafıza sisteme
alınır. Bunu takip eden süreçte güç devresi içerisinde daha önceden kalma
hatalar varsa bu hatalar giderilir. Tüm bu yazılımsal işlemlerden sonra donanım
olarak sistem devreye girer. PWM, devir sayısı bilgisinin alındığı encoder ve
analog dijital konvertör devreye girer. Ardından kesme (interrupt) için gerekli
şartlar tanımlanır. Oluşturulan kontrol sistemi için girişte girilen akım ve hız PI
parametreleri alınır. Bu girişlere bağlı olarak motorun referansa uygun hıza
ulaşması için gerekli gerilim ve frekans PWM çalıştırılarak motora uygulanır,
encoder da bu esnada devir bilgisini geri besleme olarak sisteme alır. Sistem
bu mantık üzerine tekrarlanır ve motor kontrolü sağlanır.
Tez projesinde kullanılan kontrolör kartı proje içerisinde geliştirilmemiştir.
Düzenekle
beraber
gelen
yazılım
ve
bu
yazılım
üzerinde
yapılan
geliştirmelerden yararlanılmıştır. Bu kart üzerinde DSP kontrolör entegresi
üzerinde okunup yazılabilen bir bellek ve bir bilgisayar ile seri iletişimi sağlayan
arabirim (RS-232) mevcuttur. Bu kartın yapısı bloklar halinde Şekil 5.19’da
görülmektedir. Düzenekle gelen bilgisayar yazılımı yardımıyla kart içindeki
bellekler okunabilmekte, değiştirilebilmekte ve ayrıca çalışabilen yazılım geçici
belleğe yüklenerek değişiklikler gözlenebilmektedir.
Güç modülü tek faz 220 V AC güç kaynağından beslenmektedir. AC giriş
basit bir filtreden geçirilerek köprü doğrultucuya verilir. Daha sonra elde edilen
DC gerilim (310 V) altı adet IGBT yarı-iletken anahtardan oluşan evirici
devresine uygulanır. Asenkron makine PWM sinyallerine uygun olarak DC
kaynak çıkışından beslenir. IGBT anahtarlar motor akımı ve PWM frekansına
uygun olarak seçilir ve daha önce anlatılan şekilde tetiklenme durumlarına göre
motora uygulanacak gerilim belirlenir. Şekil 5.19’da olay algılama olarak
belirtilen blok içerisinde motor miline bağlı olan hız algılayıcısından gelen
sinyalleri algılayan bir encoder mevcuttur. Ayrıca, tez projesinde kullanılmayan,
ancak daha ileri uygulamalarda karşılaşılması söz konusu olduğunda, seri
çevresel arabirim haberleşmesi (SPI) ve harici cihazlarla haberleşme (CAN) için
kullanılacak olan girişler gösterilmiştir [15, 26].
59
Şekil 5.21’de algoritması verilen MCK28335 modülünde girilen bir
referans hız değeri encoder’den alınan hız bilgisiyle karşılaştırılıp farkı alınarak
bir PI’a girer vektör kontrolün ana parametreleri olan Iq_ref ve Id_ref akımları
girilen referansa göre hesaplanır ve çıkış akımları olan Iq ve Id akımları ile
karşılaştırılır:Elde edilen sonuç başka bir PI’a girer. Çıkış akımlarının doğru
akım makinelerindeki iki bileşene ayrılması Clark dönüşümü ile α, β eksen
takımına, park dönüşümüyle de d, q eksen takımına dönüştürülür. θ açısının
elde edilmesi için gerçek hızla manyetik alanın hızı karşılaştırılır (slip
compensation). Elde edilen açı ve d ve q eksen takımındaki gerilim değerleri
PWM tetiklemesinde kullanılır [14].
Şekil 5.21. MCK28335 modülüne ait Vektör Kontrol algoritması
60
5.3.1. DSP motion arayüzünün incelenmesi
DSP Motion arayüzü sayesinde motor kontrolü için gerekli parametreleri
görsel olarak değiştirmek ve referans bir giriş komut vektörü oluşturarak
motorun hareketini kontrol etmek mümkündür. Bu giriş referans için zaman ve
devir sayısı girişleri yapılarak motorun tepkisi grafiksel olarak görülebilir. Bu
sonuçlar alınırken kullanılacak tüm parametreler grafiksel olarak gözlenebilir
(örneğin Ia, Ib, Id vb.). Bu gözlemler sayesinde motor kontrolünde etkin olan
unsurlar ve bunların etkileri görsel olarak gözlenebilir. Gerek hız kontrol
gerekse akım kontrol PI’larının değerleri üzerinde yapılan değişiklikler ve
bunların istenilen sonuçlar üzerindeki etkileri izlenebilir. Motor kontrol kiti
algoritmasında görülen tüm Id, Iq akımları ve hız kontrolü için kullanılan PI
değerleri ayrı ayrı veya tamamen değiştirilerek hangi PI’ın hangi değerlere etki
ettiği grafiksel olarak incelenebilir.
Şekil 5.22’deki arayüz sayesinde istenilen girişe motorun verdiği cevap
gözlenebilir, gerek grafiksel olarak gerek değer olarak istenilen parametrelerin
değişimi birkaç küçük ayarlamayla elde edilebilir [30, 35].
Şekil 5.22. DSP Motion arayüzünün genel görüntüsü
61
Şekil 5.23’te gösterilen Motion Reference penceresinde girişe uygulanan
referans her noktada değiştirilebildiği gibi devir sayısı, ayarlanan devir
sayısında çalışma süresi ve yine ayarlanan başka bir zamanda başka bir devir
sayısına geçiş ayarlanabilir. Ayar yapma hassasiyetine göre yeni noktalar
eklenebilir ve o noktada motorun verdiği tepki izlenebilir.
Şekil 5.23. DSP Motion arayüzünde girişe uygulanan referans hız
Şekil 5.24 hız döngüsü penceresinden Iq, Id ve hız kontrolüne ait PI
parametrelerinin değiştirilmesiyle akım ve hız tepkilerinin bu parametrelere
bağlılığı gözlenebilir [30, 35].
Şekil 5.24. DSP Motion arayüzünde akım girişi PI görünümü
62
Şekil 5.25. DSP Motion arayüzünde hız girişi PI görünümü gözlenmek istenen
değişken seçimi
Hız devresi için ayarlanan PI değerlerinin değiştirilmesiyle ayarlanan
devir sayısına geçiş süresinde bu hızda çalışma hassasiyeti ve parametrelerin
ayrı ayrı değiştirilmesiyle hangi seviyede değişmeler olduğu grafiksel ve
değersel olarak gözlenebilir. Motor kontrol sisteminin bu arayüzünde sonuç
olarak ölçülebilen tüm parametrelerin sonuçlarını izlemek mümkündür. Ancak
motor kontrol sisteminde hız kontrolü için önemli parametreleri Id akımı sabit
tutulup Iq akımı ayarlanarak hız ayarı en hassas noktalara kadar yapılır.
Sonuçlar grafik olarak incelenerek tüm kontrol parametreleri yani PI
parametreleri değiştirilerek en uygun kontrol değerleri elde edilir [30, 35].
63
5.3.2. Uygulama 1
MCK28335 motor kontrol kitiyle birlikte verilen 370VA’lik motorun
kontrolü için en ideal PI değerleri firmanın gönderdiği yazılımda (DSP Motion)
Kp=1357 ve Ki=242 olarak belirlenmiştir. Bu referans değerinde çeşitli
değişiklikler yaparak bu parametrelerin değişiminin motor kontrolüne etkisini
incelemek mümkündür.
Uygulama 1’de aynı hız referans girişine sahip iki örnek kıyaslanmıştır.
Giriş referans hız şekli iki örnek içinde aynıdır ve hız sabit değil değişen
niteliktedir. Birinci örnekte Şekil 5.26’da görüldüğü gibi referans hız değeriyle
çıkışta gözlenen hız değeri ikinci örneğe göre daha hassas ve referans hıza
ulaşma esnasında hızda salınımlar ikinci örnekte ki gibi yüksek değerlerde
değildir. Şekil 5.26’ da görülen yaklaşık 0,18. saniyede ki hızın tepe değerine
ulaştıktan sonra giriş referans hızdan sapma değeri Şekil 5.28’de belirgindir.
Ayrıca referans hızda set olma durumu yaklaşık 53 rad/sn için set olma süresi
boyunca Şekil 5.28’de hızda ki salınımlar gözlenmektedir. Bu değişikliğinin
sebebi PI değerlerinde yapılan değişikliklerdir. Hız devresi PI değerleri
Kp=1357, Ki=242‘den Kp=1000, Ki=142’e küçültülmüş ve bu değer azalmasının
sistem cevabına etkisi gözlenmiştir.
Uygulamada vektör kontrolde PI parametrelerinin referans hıza ulaşma
ve bu hızda sabitlenmesi açısından etkisi gözlenebilir. Iq akım değişiminde
Şekil 5.27 ile Şekil 5.29 karşılaştırıldığında (akım devresi için PI değerleri
Kp=1.3, Ki=0.28) çok etkin bir değişiklik gözlenmiyor, bunun sebebi sadece hız
devresi için PI değerleri değiştirilmiştir. Farklı örnekler için daha farklı
uygulamalar yapılabilir. Şöyle ki; sistem girişine uygulanan benzer referans hız
girişleri için akım devresi PI değerleri de değiştirilerek, Iq veya Ia, Ib akımları
içinde ki değişimler gözlenebilir.
64
HIZ-ÖRNEKLEME ZAMANI
50
HIZ
25
0
-25
-50
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Acquisition time
x1e3
SpdRef
Spd
Şekil 5.26.Hız devresi Kp=1357, Ki=242, Akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28 Hız cevabı
AKIM-ÖRNEKLEME ZAMANI
x1e3
15
AKIM
7.5
0
-7.5
-15
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Acquisition time
x1e3
Iq
IqRef
Şekil 5.27. Hız devresi Kp=1357, Ki=242, Akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28 Iq cevabı
HIZ-ÖRNEKLEME ZAMANI
50
HIZ
25
0
-25
-50
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Acquisition time
x1e3
SpdRef
Spd
Şekil 5.28. Hız devresi Kp=1000, Ki=142, Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28 Hız cevabı
AKIM-ÖRNEKLEME ZAMANI
x1e3
15
AKIM
7.5
0
-7.5
-15
0
0.2
0.4
0.6
0.8
Acquisition time
Iq
1
x1e3
IqRef
Şekil 5.29. Hız devresi Kp=1000, Ki=142, Akım devresi Kp=1.3 Ki=0.28 Iq cevabı
65
5.3.3. Uygulama 2
Şekil 5.30‘da görüldüğü gibi farklı bir hız referans girişi için aynı PI (hız
devresi Kp=1357, Ki=242, akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28) için verilen cevabın
gerek referans hıza yükselme zamanı ve referans hızda set olma durumu
neredeyse hatasız niteliktedir. Şekil 5.31’de bu sisteme ait Iq akım cevabı
verilmektedir. Bu sistemin hem hız hem de akım PI değerlerinde yapılan
değişikler sonrası verdikleri cevaplar farklılık göstermektedir. Şekil 5.32’de PI
değerleri hız devresi için Kp=500 ve Ki=42 ve akım devresi için Kp=0,01 ve
Ki=0,02 için hız cevabı görülmektedir. Şekil 5.32’de görüldüğü gibi hız girilen
referans hıza başlangıç anından itibaren referans hızda set olmamaktadır. Şekil
5.33’te aynı sistem için akım cevabındaki salınımlarda gözlemlenmektedir.
Hesaplanan referans Iq akımı ile sistemin çektiği akımlardan elde edilen Iq
akım değeri birbirine yakın ama zamanlama olarak motorun gerçek akımı daha
geç akmaktadır, bunun sebebi motorun referans hızı yakalamak için sistemden
akım çekmesidir.
HIZ-ÖRNEKLEME ZAMANI
40
HIZ
20
0
-20
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Acquisition time
x1e3
SpdRef
Spd
Şekil 5.30.Hız devresi Kp=1357, Ki=242, Akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28 Hız cevabı
AKIM-ÖRNEKLEME ZAMANI
x1e3
15
AKIM
10
5
0
-5
0
0.2
0.4
0.6
0.8
Acquisition time
Iq
1
x1e3
IqRef
Şekil 5.31. Hız devresi Kp=1357, Ki=242, Akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28 Iq cevabı
66
HIZ-ÖRNEKLEME ZAMANI
40
HIZ
20
0
-20
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Acquisition time
x1e3
SpdRef
Spd
Şekil 5.32. Hız devresi Kp=500, Ki=42, Akım devresi Kp=0.01, Ki=0.02 Hız cevabı
AKIM-ÖRNEKLEME ZAMANI
x1e3
10
AKIM
5
0
-5
-10
0
0.2
0.4
0.6
0.8
Acquisition time
1
x1e3
Iq
IqRef
Şekil 5.33. Hız devresi Kp=500, Ki=42, Akım devresi Kp=0.01, Ki=0.02 Iq cevabı
x1e3 [YR]
15
15
0
7.5
-15
0
-30
-7.5
-45
200
400
600
800
Acquisition time
SpdRef
Spd
IqRef[YR]
Iq[YR]
Şekil 5.34. Hız devresi Kp=1357, Ki=242, Akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28 için
cevap
67
x1e3
10
5
0
-5
-10
200
400
600
800
Acquisition time
Ia
Ib
Şekil5.35. Hız devresi Kp=1357, Ki=242, Akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28 Ia, Ib
cevabı
Şekil 5.36’da görüldüğü gibi bu örnekte motor farklı bir referans hız ile
çalıştırılmıştır. Şekil itibariyle testere tipi periyodu 300 ms olan ve maksimum
devir sayısı 90rad/sn olan bir giriş şekliyle motor çalıştırılmıştır. Bu referans için
belirlenen PI değerleri (Hız devresi Kp=1357, Ki=242, akım devresi Kp=1.3,
Ki=0.28) motorun ideal çalıştığı değerler olup hızın referans hıza ulaşması Şekil
5.36’da görüldüğü gibi neredeyse hatasızdır. Bu örnekte diğerlerinden farklı
olarak Iq akımını değil, Iq akımının elde edildiği Ia ve Ib akımlarının cevabı
gösterilmiştir. Bunun sebebi MCK283352’in sunduğu başka bir özelliği
görmektir. MCK28335 DSP Motion arayüzünde istenilen değişkenlerin çalışma
boyunca şekilleri birkaç ayarla grafiklenebilir. Şekil 5.37’de görüldüğü gibi Ia ve
Ib akımları motorun devir sayısının düşürüp 20 rad/sn çektiği ve tekrar 90
rad/sn‘e çıkarmaya başladığı esnada dalgalanmaktadır. Bu durum motorun
devir değiştirdiği esnada ideal çalışma şeklinden çıkmasını gösterir. Motorun
hız cevabı girilen referans hız şekline göre değişiklik göstermekte. Şekil 5.34 ve
Şekil 5.36’da ki gibi hızın birden değil zamanla artırılması cevabın daha iyi
olmasını sağlamaktadır.
68
x1e3 [YR]
100
15
80
7.5
60
0
40
-7.5
20
-15
0
-22.5
200
400
600
800
Acquisition time
SpdRef
Spd
IqRef[YR]
Iq[YR]
Şekil 5.36. Hız devresi Kp=1357, Ki=242, Akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28 cevap
x1e3
20
10
0
-10
-20
200
400
600
800
Acquisition time
Ia
Ib
Şekil 5.37. Hız devresi Kp=1357, Ki=242, Akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28 Ia,Ib
cevabı
Uygulama 2’de 4 farklı örnek mevcut ve her bir örnekte farklı referans hız
girişleri farklı hız ve akım PI değerleri ve tüm bu değişikliklerin tek tek
uygulanması sonucu farklılık gösteren cevap şekilleri gözlemlenmiştir. Motorun
ayarlanan referans hıza erişmesi için ataletten dolayı bir zamana ihtiyacı vardır.
Eğer bu hızlanma süresi çok kısa seçilirse motor ve DSP’nin buna düzgün
cevap vermesi güçleşmektedir. Yani hızlanma ve ayarlanan referans giriş
hızına uygun çalışması sadece PI değerlerine değil ayarlanan zamanla da
ilgilidir. Bu örneklerden son ikisinde ayrıca Iq ve Id akımlarının elde edildiği Ia
ve Ib akımlarının değişimi de gözlenebilir. Bu akımlar vektör kontrol işleminde
Clark-Park dönüşümlerine giriş yaparak Iq ve Id akımlarının elde edilmesini
sağlar. Uygulama 1’de tespit edilen ve bu uygulamada değiştirilen Iq ve Id
akımları için PI değerleriyle hesaplanan referans akım değerlerine erişmesi ve
oturması da değişmektedir.
69
5.3.4. Uygulama 3
Şekil 5.38’de görüldüğü gibi girişe zamanla artan ve 120 rad/sn’e ulaşan
bir hız uygulanmıştır. Yaklaşık 600 milisaniyede hız artışının eğimi azalmıştır.
Bunun yapılma sebebi hız artışının eğimine bağlı olarak Ia ve Ib akımlarında ki
değişimi gözlenmektir. Motor kontrol sisteminin PI değerleri en iyi cevabın
alındığı değerlerdir. Şekil 5.39’da görülen Ia ve Ib akımlarının zamana bağlı
değerlerinde görüldüğü gibi hız artışının eğiminin azaldığı 600 msn’de akım
değeri de düşmektedir. Motorun devrinde ani değişiklikler olmadığı için akım
cevabıda sinüzoidale yakın ve salınımlar çok azdır. Ia ve Ib akımlarında ki bu
sabitlik bu akımlardan elde edilen Iq akımının da düzenli ve doğru akıma
benzer davranmasını sağlamıştır.
120
100
80
60
40
20
200
400
600
800
1000
Acquisition time
SpdRef
Spd
Şekil 5.38. Hız devresi Kp=1357, Ki=242, Akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28 hız
cevabı
x1e3
7.5
5
2.5
0
-2.5
-5
200
400
600
800
1000
Acquisition time
Ia
Ib
Şekil 5.39. Hız devresi Kp=1357, Ki=242, Akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28 Ia, Ib
cevabı
70
x1e3
10
5
0
-5
200
400
600
800
1000
Acquisition time
Iq
IqRef
Şekil 5.40. Hız devresi Kp=1357, Ki=242, Akım devresi Kp=1.3, Ki=0.28 Iq
cevabı
Uygulama 3’te, uygulama 1 ve uygulama 2 de elde edilen tecrübe, girişi
referans hızın sürekli olarak arttığı bir girişe uygulanmış ve sistemin en verimli
çalıştığı hız ve akım PI değerleriyle gerek referans hız ile rotor hızı
karşılaştırılmıştır. Referans Iq akımı ile motordan akan Ia ve Ib akımlarından
elde edilen Iq akımı karşılaştırması grafiksel olarak yapılmıştır. Grafiklerden
görüldüğü gibi ayarlanan PI değerleri istenilen bir cevap alınmasını sağlamıştır.
PI değerleri ve giriş referans şekli istenilen şekilde ayarlanabilir.
Ia ve Ib akımları sinüzoidal değerler iken bu akımlardan hesaplanan Iq
akımı doğru akıma benzemektedir, bu gösterim bize vektör kontrolün ana
unsuru olan doğru akım motorlarına benzetmeyle açıklanabilir. Doğru akım
makinelerinde ki uyarma ve endüvi akımları yerine asenkron motor vektör
kontrolünde Iq ve Id akımları mevcuttur. Ayrıca dikkat edilirse motora girilen
referans hızdaki keskinliğe göre akım değerlerinde ki salınımda artmaktadır.
Yani sistem girilen referans değere en kısa sürede ulaşmak için sistemden fazla
akım çekmektedir.
71
6.SONUÇ VE ÖNERİLER
Bu çalışma asenkron motorun sayısal işaret isleyici (DSP) tabanlı bir
kontrol sistemiyle vektör kontrolünü inceleme amacıyla yapılmıştır. Asenkron
motorun
fiziksel
yapısı,
dinamik
modeli
ve
genel
kontrol
yöntemleri
incelendikten sonra vektör kontrol yöntemleriyle ilgili yapılan çalışmalar
incelenmiş ardından dijital hareket kontrol (DMC) sistemi üzerinde incelemeler
yapılmıştır. Bu tezde rotor akısı yönlendirmeli vektör kontrol yöntemi
incelenmiştir. Simülasyon çalışmalarıyla, sisteme uygulanan referans hız girişle
sistemin verdiği tepkiler ve sonuçlar değerlendirilmiştir. Simülasyon ortamında
test edilen vektör kontrol yönteminin pratikte de test edilebilmesi için gerekli
olan asenkron motor, DSP tabanlı sürücü ve güç modülünün oluşturulduğu bir
evirici sistemine ihtiyaç duyulmuştur. Alınan MCK28335 modülü içerisinde bu
ekipmanların tamamı birbirleriyle uyumlu olarak mevcuttur. Ayrıca modülle
birlikte verilen arayüz yazılımı ve kaynak kodlar ihtiyaç duyulan değişikliklere
imkan vermektedir.
Yapılan uygulamalardan elde edilen sonuçlardan asenkron motorun
kontrolünde etkili olan parametreler ve matematiksel işlemlerin dijital ortamdaki
davranış ve etkileri gözlenmiştir. Hız ve akım girişlerindeki PI değerlerinin
değiştirilmesiyle
motorun
verdiği
cevabın
referans
değere
yaklaştığı
gözlenmiştir. Daha farklı motorlar için aynı sistem ve kontrol parametreleri
birkaç değişiklikle kullanılabilir. Yazılım içerisinde değişiklikler yapılarak motor
hız geri beslemesi yerine ölçülen akım değerlerinden akı ve hız elde edilerek
yeni kontrol sistemleri dizayn edilebilir. Vektör kontrolün gerçekleşmesi için
zorunlu olan parametreler dışındaki tüm sistemlerde değişiklikler yapabilme
imkanının olması ya da istenilen sonuçlarda etkili olan parametrelerin
değişiminin gözlenebilmesi bu sistemin avantajıdır. Gerek yazılımda gerek
görsel olarak DSP Motion arayüzünde PI değerleri değiştirilerek farklı
değerlerde ki cevaplar incelenebilir. MCK28335 kiti motor kontrol çalışmalarına
başlangıç aşamasında etkili olan matematiksel model ve parametreleri
anlamakta faydası olmasıyla birlikte, ileri seviye uygulamalarda sistemde
değişiklik yapabilme kabiliyeti sayesinde bu konuda çalışmak için oldukça
elverişlidir.
72
7.KAYNAKLAR
[1] M. K. Sarıoğlu, M. Gökasan ve S. Boğosyan, Asenkron Makinalar ve
Kontrolü, Birsen Yayınevi, 2003.
[2] İ. Ertürk, ‘’Asenkron Motorun Sayısal İşaret İşleyici Tabanlı Vektör Kontrolü.’’
Yüksek Lisans Tezi, Selçuk Üniversitesi, 2006.
[3] N. Öztürk, ‘’Yumuşak Anahtarlamalı Asenkron Motorun Dolaylı Vektör
Denetiminin Gerçekleştirilmesi’’, Doktora Tezi, Gazi Üniversitesi, 2006.
[4] M. Öztürk, ‘’Uzay Vektör Modülasyonu İle Asenkron Motor Kontrolü’’,
Yüksek Lisans Tezi, Fırat Üniversitesi, 2006.
[5] H. Çelik, ‘’Uzay Vektör Darbe Genişlik Modülasyonu ile Üç Fazlı Asenkron
Motorun Hız Kontrolü.’’, Yüksek Lisans Tezi, Fırat Üniversitesi, 2004.
[6] B. K. Bose, ‘’High Performance Control of Induction Motor Drives’’, Prentice
Hall Ptr, New Jersey, 2001.
[7] Y. S. Lai, ‘’Machine Modeling and Universal Controller for Vector Controlled
Induction Motor Driver’’, 2003.
[8] K. Gülez, ‘’Asenkron Motorların DSP (Sayısal İşaret İşleyici) Tabanlı Bir
Kontrol Sistemi Kullanarak YSA (Yapay Sinir Ağları) ile Performansının
Artırılması’’, Yüksek Lisans Tezi, Yıldız Teknik Üniversitesi, 1999.
[9] P. Yedamale, Speed Control of 3 Phase Induction Motors Using PIC18
Microcontrollers, Microchip Technology Inc, 2002.
[10] A. Trzynadlowski, ‘’The Field Orientation Priciple in Control of Induction
Motors’’, Kluver Academic Publisher, 1994.
[11] C. Ong, ‘’Dynamic Simulation of Electric Machinery’’, Prentice Hall Ptr, New
Jersey, 1998.
[12] R. Parekh, “V/F Control of 3 Phase Induction Motors Using Space Vector
Modulation”, Microchip Technology Inc., 2005.
[13] F. Bakan. Alternatif Akım Makinalarının Doğrudan Moment Kontrolü, Ders
Notları, Yıldız Teknik Üniversitesi.
[14] H. Can, ‘’Asenkron Motorların Düşük Hızlarda Duyargasız Vektör
Kontrolü’’, Doktora Tezi, Fırat Üniversitesi, 2003.
[15] B. K. Bose, ‘’Modern Power Electronics and AC Drivers’’, Prentice Hall Ptr,
New Jersey, 2002.
[16] C. Yıldız, ’’Genetik Algoritma Destekli Bulanık Denetim Kullanarak Vektör
Esaslı Asenkron Motor Kontrolü’’, Yüksek Lisans Tezi, Yıldız Teknik Üni., 2008.
73
[17] A. H. Saçkan,’’Asenkron Motorlar’’, Birsen Yayınevi, 1994.
[18] S. Nasar, ‘’Handbook of Electric Machine’’, Substitutes, McGraw Hill, 1987.
[19] G. R. Stephen, Design and Implementation of a Three-Phase Induction
Motor Control Scheme, Thesis Project, University of Queensland, 2001.
[20] C. Şahin, ‘’Asenkron Motorlar için Algılayıcısız Akı Gözlemleyicisi ve
Kontrolü’’. Doktora Tezi, İstanbul Teknik Üniversitesi, 1997.
[21] S. M Yang, C.H. Lee, A. Deadbeat ‘’Current Controller for Field Oriented
Induction Motor Drives’’, IEEE, 2002, p. 772 – 778.
[22] S. Peresada, A. Tonelli, ‘’Theoretical and Experimental Comparison of
lndirect Field-Oriented Controllers for Induction Motors’’, IEEE, Vol. 18, 2003,
p.151-163.
[23] S. Kesler, ‘’Bilezikli Asenkron Makinaların Bulanık mantık Tabanlı Hız
Denetiminin TMS3220F2812 DSP ile Gerçekleştirilmesi’’, Doktora Tezi, İstanbul
Teknik Üniversitesi, 2006.
[24] L. Zhang, C. Wathanasam, F. Hardan, ‘’An Efficient Microprocessor-Based
Pulse With Modulator Using Space Vector Modulation Strategy’’, IEEE, 1994,
Vol:1, p 91-96.
[25] Texas Instruments, EzDSP TMS320F2812 Digital Signal Processor
Technical References, 2004.
[26] J. A. Santisteban, R. M. Spephan, ‘’Vector Control Methods for lnduction
Machines’’, IEEE, No:2, 2001,Vol:44, p. 170 - 175.
[27] L. Harnefors, ‘’Design and Analysis of General Rotor Flux Oriented Vector
Control Systems’’, 2001.
[28] S. Nasar, Bodea, ‘’Vector Control of AC Drives’’, CRC Press, 1992.
[29] F. David , ’’General Three Phase Motor Controllers’’, 2000.
[30] Texas Instruments. Web Site www.ti.com
[31] M. Mohan, ‘’TMS320F243 Based Sensorless Rotor Field Oriented Control
of Induction Motor Using MRAS’’,Cranes Software Conferance, 2003.
[32] R. Gabriele, F. Parasiliti, T. Tursini, ‘’Digital Field Oriented Control for
Induction Motors: Implementation and Experimental Results’’, Universities
Power Engineering Conference, 1997.
[33] Ş. Taşkafa, ‘’Asenkron Motorların Yapay Sinir Ağlarıyla Vektör Kontrolü’’,
Yüksek Lisans Tezi, Fırat Üniversitesi, 2006.
[34] Technosoft Motion web site www.technosoftmotion.com
74
8.ÖZGEÇMİŞ
Malatya’da 01.08.1982 tarihinde doğdum. Lisans eğitimime kadar tüm
öğrenimimi Malatya’da tamamladım. Kocaeli Üniversitesi Mühendislik Fakültesi
Elektrik Mühendisliğini 2006 yılında bitirdim.2007-2009 yılları arasında T.C.D.D
5. Bölge Trafo Bakım Şefliğinde Elektrik Mühendisi olarak çalıştım. 2008 yılında
İnönü Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü Mühendislik Fakültesi ElektrikElektronik Mühendisliği bölümünde yüksek lisans eğitimine başladım. Halen
Ankara T.E.İ.A.Ş Yüksek Gerilim Laboratuarında Test Mühendisi olarak
çalışmaktayım.
75