Using Pwm With Pic Microcontroller Mikroc Conce Inverter In Ppt
advertisement
Pratik devreler / N. Abut 220 tarafındaki cihazlara gidecek hatlar daha ince kablolardan kolayca döşenebilecektir Pratik Uygulama Örnekler17 İnverter GİRİŞ İnverterin fonksiyonu, bir dc giriş gerilimini; simetrik, istenilen genlikte ve frekansta bir ac gerilime dönüştürmektir. Çıkış gerilimi, ayarlı olabilirken, bu iş ya sabit, ya da değişken frekansta yapılmaktadır. Değişken bir çıkış gerilimi, değişken bir dc giriş gerilimi kullanılarak, inverter kazancının sabit tutulması ile elde edilebilir. Diğer bir yol olarak, eğer dc giriş gerilimi sabit ve ayarlanamaz ise, değişken bir çıkış gerilimi inverter kazancını değiştirerek elde edilebilir ki, bu genelde inverterin darbe genişlik modülasyonu yani PWM (Pulse Width Modulation) kontrolüyle sağlanır. İnverter kazancı ise, ac çıkış geriliminin dc giriş gerilimine oranı olarak tanımlanabilir. İNVERTER NEDİR? Inverter'i anlayabilmek için (örneğin şehir cereyanını 12 v DC ye çeviren pil şarj adaptörünüzün tersine,) 12 V doğru akımı 220 V şehir cereyanına çeviren bir adaptör gibi tahayyül etmek anlamanın en basit yolu olacaktır. . Ancak burada vurgulamamız gerek en önemli husus şudur. İnverter kendisi elektrik üretmez, Akülerdeki 12 volt doğru akımı kullanarak 220 volt AC ye çevirir ve kullandığı kadar enerjiyi aküden çeker. İnverter kullanmanın bir faydası da, 220 tarafında çekilen hatların daha ince kablolardan döşenebilmesidir. Dolayısı ile inverter aküye yakın bağlanırsa 12 V tarafındaki kalın kabloların boyu kısa tutulabilecek, buna karşın Aman dikkat! . 12V DC akım insanlar için tehlikeli olmasa da, inverter tarafından üretilen 220 Volt AC de şehir cereyanı gibi ölümcüldür. Invertör'in 12 voltu 220 ye çevirirken yaptıklarını ve sonuçlarını daha iyi anlayabilmek için basit hale getirilmiş birkaç kuralı bilmemiz fayda var. Ve bunu aşağıdaki soruyu cevaplayarak daha anlaşılır hale getirebiliriz. Örn. 120 Wattlık bir cihazın kullanımı akümüzden saatte kaç amper çeker. 220 volt tarafındaki kablomuzdan kaç, 12 v tarafından ise kaç amper geçer. Burada inverterin akülerimize bağlı olduğu kablolar tarafını 12 Volt, inverterden cihazlarımıza giden 220 volt tarafını da 220 tarafı diye tanımlıyoruz. Kural 1. Herhangi bir cihazın Watt gücü= Voltajı x üstünden akan amper'dir. Dolayısı ile, Kural 2 üstünden akan amper Cihazın Wattı / voltajı'dır. = Bunları uygularsak 220 Volt tarafından =120 Watt/220 Volt=yak. 0. 5 Amp, 12 Volt tarafından da=120 Watt/12 Volt=yak 10 Amp geçecektir. Akülerimizden çekilen enerji için, 220 tarafındaki değil 12 Volt tarafındaki amperi göz önüne almalıyız. Diğer bir deyişle 120 Wattlık bir cihaz akülerimizde saate yak. 10 amper çekecektir Görüldüğü üzere 220 voltta 0. 5 amper çeken bir cihaz 12 Voltta onun 20 katı olan 10 amper çekmektedir. Bundan da inverterün 12 V tarafında neden çok kalın kabloların kullanılması gerektiği açıkça görülmektedir. Peki inverterler gerçekten şehirde kullandığımız 220 Volt AC ye tam benzeyen cereyan üretebilirler mi? Evet üretebilirler de, ancak bu her zaman gerekli değildir. Bir çok ev 27 Elektrik Devreleri cihazı için "Şehir cereyanı benzeri 220 Volt" bir besleme yeterlidir. Gerçek şehir cereyanı saniyede 50 defa yön değiştiren, yani 50 Hz de 220 Volt değerindeki bir gerilimdir. Gerilimin şiddeti bir sinüs dalga formu olarak değişmektedir. İşte inverterler de bu sinüs formuna benzeyen formlarda üretim yapmaya çalışırlar. kullanacağınız tüm güçleri hesaplayın. Bazı inverterler bu sinüs eğrisini genellikle tekli kare dalga formatı şeklinde benzetmeye çalışır. Modifiye-sinüs inverterler sinüs eğrisini, kare dalgacıkların sayısını arttırarak merdiven basamağı formunda taklit ederken, true-sinüs inverterler sinüs formunu tam olarak taklit ederler. Inverterin ani yük kaldırma kapasitesini de öğrenin. (genelde %50 fazla Ev aletlerinin hemen modifiye-sinüs dalgalı çalışabilmektedir. hemen hepsi inverterlerle Bu temel bilgilerden sonra,teknemizde inverter kullanıp kullanmama kararını daha kolay verilebiliriz umarım. INVERTER SEÇİMİ İÇİN ÖNERİLER Inverter seçimimize başlamadan önce teknemizdeki mevcut veya kuracağımız sıhhatli akü kapasitesini tayin etmemiz gerekir. Sıhhatli akü kapasitemiz kullanımda olacak akülerimizin 12. 3 Volta düşene kadar verebilecekleri kapasitedir. Dolayısı ile Sıhhatli -akü kapasitesini tespit etmek için önce Akülerinizin kurulu kapasitesinin yaklaşık yarısını alın, örn. 2X90=180 Amp-saat yarısı 90 Amp saat Kullanacağıız en fazla yükün kaç watt olacağını tahmin edin. Ancak buz dolabı gibi motoru yüke binecek dönen motorlar varsa örn. 54 watt soğutma kapasitesindeki bir buz kalkışta yükün kaldırılabilmesi için dolabı, ilk yak. 4 le çarpın. (50 watt'lık bir dolabı 200 watt gibi alın. . aynı anda 28 toplayıp, Topladığınız gücün toplamını minimum kabul ederek inverteri bundan büyük güçte(örn. bir üst modeli) seçin. Yalnız inverteri seçerken inverterin normal çalışma gücünü baz alın. olmalı). Inverteri kesinlikle normal çalışma gücü ne diye sorarak aıin. Ayrıca, inverterin akü tarafı kablolarını kesinlikle, uzunluk-max amperi hesaplatarak bağlatın. Kabloların kaldırmaması ve ısınması sorunu ile karsılaşabilirsiniz. İnverter dönüşüm yaparken %30 civarında kayıp verecek ve bu ısı olarak diyotlardan çıkacaktır. Aman inverteri soğuk tutulabilecek bir yere koyun. Son çıkış katları diyotları kolayca yanabilir. Sonuç, örnek : 1000 w lik bir inverterde 200 w lik bir harcama, tam dolu bir akü setinden saatte yaklaşık 200 w/12. 5v =18 amp harcayacak, bu da akü (sıhhatli) kullanım kapasitenizi 90 ampsaat alırsak teknede 5 saatlik(90/18) bir kullanım sağlayacaktır. Bu arada unutmamamız gereken bir nokta da inverter akümüzden kullanım yaparken, teknemizin inverterden geçmeyen, direk aküye bağlı örn. ışıklar, navigasyon, radyo, telsiz… vs gibi cihazlarımızın da aküden kullanımlarının devam etmeleridir. Dolayısı ile yukarıdaki 5 saatlik tahmini kullanım süresi daha aşağılara düşecektir. Bu sarfiyatlarında dikkate alınması gerekir. Kare dalga çıkışlı inverterler ucuz, modifiye- sinüs ler orta pahada, elektronik cihazlar için tavsiye edilen true- sinus dalga inverterler çok pahalıdır. Konu denizde gezen teknelerin inverter kullanırken kullandığı enerji de değil, daha çok aküden kullanılanın nasıl yerine Pratik devreler / N. Abut konulabileceğinde yatmaktadır. Karadan 220 V alabilen ve yılın büyük zamanını bağlı geçiren teknelerin 220 cihazlarla donatılması hem ekonomik hem de daha güvenilir olmaktadır. BİR FAZLI İNVERTER UYGULAMA DEVRESİ OSİLOSKOP ÇIKIŞI GÖRÜNTÜSÜ Push-Pull Evirici Tasarımı Bu bölümde hem 1.raporda eksik olarak verilen birtakım tasarım ilkeleri yeniden irdelenecek ve devrenin genel çalışma ilkelerinden bahsedilecektir. Önceki raporda nedenini burada bahsetmenin yersiz olacağını düşündüğümüz birtakım nedenlerden dolayı devreye ait genel çalışma ilkesini ve tasarım aşamalarını verememiştik. En baştan başlamak gerekirse, tasarlanacak olan invertör sistemi, 12V doğru gerilimi 220Valternatif gerilime çevirecek bir sistem olacaktır. Orta uçlubir transformatör pushpull yapıda anahtarlanarak hem doğru gerilim alternatifgerilime çevrilecek, hem de ihtiyaç duyulan gerilim kazancı sağlanacaktır. Darbegenişliği modülasyonu sayesinde ise sistemin çıkısı kararlı bir gerilime sabitlenerekregülasyon sağlanacaktır. Sistemde bulunan R4 trimpotunun konumu değiştirilerek sistemden 50Hz ya da 60Hzfrekansında çıkış almak mümkündür. R3 direncinin değeri 100KΩ seçilerekayarlanabilecek en düşük frekans 50Hz seçilmiştir ve transformatör korunmuştur. Altfrekans sınırını biraz daha esnek tutmak için R3 direncinin değeri 120KΩ seçilebilir.Bu durumda çıkış frekansı 46Hz ve 64Hz arasında ayarlanabilir.Geribesleme yolu üzerinde bulunan R12 trimpotu ayarlanarak, çıkış geriliminin etkindeğeri 25V tan 290V a kadar ayarlanabilmektedir. Uygun sayıda güç mosfetinin veuygun güçte transformatörün kullanılması ile sistemden alınabilecek olan en yüksekgüç değiştirilebilir. Ancak sistem 50Hz frekansında anahtarlama yaptığı için çokyüksek çıkış güçleri için tercih edilmemelidir. 50Hz frekansta çalışacak yüksek güçlübir transformatörün çok büyük ve ağır olacağı unutulmamalıdır. Çözüm olarakise yüksek güçlü bir sistem tasarlanmak istendiğinde bunun için 20KHz civarında biranahtarlama frekansı seçilerek feritnüveli bir transformatör anahtarlanıp, elde edilençıkış doğrultulup, H köprüsü ile tekrar 50Hz frekansta alternatif gerilime çevrilebilir.Yüksek güçlerde feritnüveli sistemlerin tasarlanması boyut, ağırlık ve verimaçısından avantaj sağlayacaktır. Tasarlanan sistemin düzeltilmiş hali şekil-2 de gösterilmiştir. 29 Elektrik Devreleri Şekil-2 300W Push-Pull Evirici Tasarımda kullanılan yapıda, tümdevrenin iki hata üretecinden birinin devre dışıbırakılması amacıyla tümdevrenin 4 numaralı bacağı toprak seviyesinde tutulmuş ve5 numaralı bacak Vref potansiyelinde tutulmuştur. Bu hata üretecinin eviren ucu 4numaralı bacak iken evirmeyen ucu 5 numaralı bacaktır. Böylece bu hata üretecininçıkısı sürekli lojik 1 seviyesinde kalmaktadır. Diğer bir deyişle bu üretecinin hataişareti üretmesi önlenmiştir. Sonuç olarak 1 ve 2 numaralı bacaklara sahip olan diğerhata üretecinin çıkısının doğrudan pwmkarsılaştırıcının eviren girişinin değerinibelirlemesi sağlanmıştır. İptal edilen ikinci hata üreteci çıkış akımının en yüksekdeğerinin denetlenip sınırlandırılması için kullanılabilirdi. 1 ve 2 numaralı bacaklara sahip olan hata üreteci ise geribesleme yolunda hataişaretinin ve sonuçta modülasyonlu işaretin üretimi için kullanılmıştır. Üretecinevirmeyen girişi olan 2 numaralı girişi, 2.5V büyüklüğündeki kararlı bir gerilim ilesürülmektedir. 1 numaralı eviren giriş 28 ise çıkıştan alınan örnek gerilimi ilesürülmektedir. 2.5V seviyesindeki referans işaret, transformatör çıkısından alınanörnek gerilimi ile karsılaştırılarak bir hata gerilimi üretilmekte ve bu hata gerilimininsüresine bağlı olaraktan sürücü işaretlerin darbe-periyot oranı ayarlanmaktadır.Sonuç olarak ise regülasyon sağlanmaktadır.Hata üretecinin ürettiği hata gerilimi, pwmkarsılaştırıcının eviren girişinegelmektedir. PWM karsılaştırıcının evirmeyen girişine ise yerel osilatörde üretilentestere biçimindeki sinyal iletilmektedir. Bu iki seviyenin karsılaştırılması sonucundapwmmodülasyonlu işaret üretilmektedir ve bu işaret tümdevre içerisinde işlenerekpushpull yapısında çıkısın sürülmesi sağlanmaktadır. Hata üreteçlerinin çıkısı 9 numaralı bacakla tümdevre dışına verilmiştir. Sisteminkararlı çalışabilmesi için bu çıkışa değeri çok küçük olmayan birkondansatör bağlanmıştır. Şu ana kadar anlattıklarımız tamamen pwm işaretlerinin üretilmesi için gerekli olan kısımlardı. Şimdi ise sıra mosfetlerin bu Elektrik Devreleri işaretlerle sürülebilmesi için uygun bir kuvvetlendirici katı tasarımında. 1. Raporda verilen devrede tek bir mosfet kullanılmıştı. Fakat mosfetlerin iç direncinden dolayı kaybolan gerilimi azaltmak için 4 adet mosfetin paralel olarak çalıştırılmasına karar verildi. Kullandığımız her mosfetin iletimdeki iç direncinin 8mΩ olduğunu belirtirsek 4 adet mosfet paralel olarak bağlandığında bu direnç 2mΩ’a düşecektir. Fakat 4 mosfeti sürebilmek için tümdevre çıkışındaki akım yeterli değildir. Bu yüzden çok kolaylıkla bulunabilen bir darlingtontransistör kullanılarak totem pole bir yapı ile tümdevre çıkışındaki akım kuvvetlendirildi. Kuvvetlendirilen bu sürme sinyalleri bir direnç üzerinden mosfetlere bağlandı. Nedenine gelince; direncin konulması hem mosfeti yüksek akımdan koruyacak hem de sürme sinyallerindeki sönümü azaltacaktır. D2 ve D3 diyotları ile mosfetlerin iletim konumundan yalıtım konumuna geçmesüresi azaltılarak mosfetlerin iletime ve yalıtıma girme süreleri eşitlenmiştir. Q7 mosfet grubu yalıtıma geçerken mosfetlerin giriş kapasitesini boşaltan akım sırasıylaR9, Q4, D2 ve R7 elemanları üzerinden akmaktadır. Bu kapasiteyi dolduran akım ise sırasıyla R5, Q3 ve R9 elemanları üzerinden akmaktadır. Görüldüğü gibi D2 diyotu kullanılarak R5 direnci boşalma sırasında kısa devre edilmektedir. R7 ve R5dirençlerinin değeri de özellikle eşit seçilmiştir. Böylece kapasitenin boşalma süresi azaltılmıştır.Q7ve Q8mosfet gruplarına ters yönde paralel bağlanan D4 ve D6schottky korumadiyotları ile transformatörün akımında meydana gelebilecek ani değişimler sonucuortaya çıkabilecek yüksek değerli gerilimlerin mosfetleri delmesinin önünegeçilmiştir. Burada schottky diyotun tercih edilmesinin nedeni çok hızlı bir diyotolup, ani değişimlere çok çabuk cevap verebilmesidir. Sonuç olarak zıt yönlü endüktansgerilimlerinin oluşması, bu iki diyot tarafından önlenerek mosfet gruplarıkorunmaktadır. Ayrıca aşırı gerilimlerin oluşmasını önlemek için snubber kapasiteleri transformatörün her iki sargısına da yerleştirilmiştir. Bununla ilgili herhangi bir hesap yapılmamış olup elimizde mevcut olan en büyük kutupsuz iki kapasite bağlanmıştır. Son olarak ta geribeslemenin nasıl yapıldığından söz etmek gerekirse; transformatör çıkısındaki gerilimden sürekli örnekler alınıp 2.5V büyüklüğündekireferans işaret ilekarsılaştırılmaktadır. Sonuç olarak hata üretecinin çıkısında sürekliolarak bir hata gerilimi üretilmektedir. Bu gerilime göre darbeperiyot oranı yanidarbe süresi ayarlanarak regülasyon sağlanmaktadır. Çıkış geriliminden örnek alıp doğru bir gerilimle karsılaştırabilmek için 1. Raporda yapılandan farklı olarak çıkıştanalınan örnek gerilimi önce delinme gerilimi yüksek diyotlar ile oluşturulan birköprüden geçirilerek doğrultulmaktadır. Köprünün negatif çıkısı sistemin toprakseviyesine bağlanmıştır. Pozitif çıkısı ise birbirlerine seri bağlı R11 direnci ve R12trimpotu ile örneklenmektedir. Elde edilen örnek işareti değeri belli bir zaman sabitigözetilerek belirlenen C7kondansatörü ile süzülmektedir. C7 kondansatörünün değerinin büyük seçilmesi, sisteminyük değişimlerine karsı geç cevap vermesine neden olacaktır. Çok küçük seçildiğinde isesistem dengeli çalışmayabilir, kararlılık sağlanamayabilir. Simülasyon Simülasyon amacıyla Psim programı kullanılmıştır. Kurulan devre şekil 3’te görüldüğü gibidir.Giriş doğru gerilim kaynağı olarak 12 V akü grubu, anahtar olarak ise kanal oluşturmalı n tipi mosfet kullanılmıştır.Mosfetlerin iç direnci bilgi sayfasından okunarak 8mohm olarak alınmıştır. Push-pull çeviricilerde çeviricinin düzgün çalışması için kullanılan transformatör çok önemlidir. Bu nedenle gerçek üç-sargılı transformatör modeli kullanılmıştır. Trafonun sargı dirençleri 0.001 ohm, kaçak akı endüktansları0.0001 H, mıknatıslanma endüktansı ise 0.5 H olarak seçilmiştir. 28 Elektrik Devreleri Şekil-3 Push – pull dc-ac çevirici Tasarlanan devrede mosfetlerin kontrolü ve geribesleme için tümdevrekullanılmaktadır. Ancak kullanılan tümdevre modeli Psim’de mevcut olmadığı için, tümdevrenin yaptığı iş el ile yapılmaktadır. Darbe genişliklerinin ayarlanması için mosfetlerin kapısı şekil 3’te görüldüğü üzere tetikleme blokları ile sürülmüştür. Bu bloklar ile tam kare dalga için sağdaki mosfet 0-180 derece ve soldaki mosfet ise 180-360 derece aralıklarında konum değiştirmektedirler. Darbe genişlikleri küçültülmek istendiğinde ise bu değerler değiştirilmektedir. Örneğin 30 derece boşluk oluşturmak için soldan sağa sırasıyla 30-150 ve 210-330 derece anlarında mosfetler anahtarlanmaktadır.Trafonun çevirme oranı 12 V – 311 V olacak şekilde ayarlanmıştır. Yük olarak ise 300 W maksimum gücü sağlayacak 160 ohm direnç yükü kullanılmaktadır.Tam kare dalga için dalga şekilleri ve THD değeri Şekil 4’te görülmektedir. Görüldüğü gibi kare dalga için THD % 48 değerindedir. Şekil 4 incelendiğinde kare dalganın tepe kısımlarında eğiklik görülmektedir. Bunun sebebi mosfet iç direnci ve ters diyotun oluşturduğu gerilim düşümleridir. İdeal mosfet kullanıldığında bu bozulmaların kaybolduğu görülmüştür. Şekil-4 Kare dalga anahtarlama durumunda evirici çıkışı Kare dalga çıkışı durumunda etkin gerilim değeri hesaplattırıldığında 300 V değeri görülmektedir. Eviriciye bağlanan yük ve çekilen akıma göre darbe genişlikleri tümdevre tarafından azaltılarak gerilim 220 V civarında 28 regüle edilmektedir.Tetikleme açısı değiştirildiğinde çıkış gerilimi dalga şekli Şekil 5’deki gibidir. Burada boşluk olması gereken anlarda, dalga şeklinin eğimli bir hal aldığı görülmektedir. Trafo modelindeki Elektrik Devreleri mıknatıslanma endüktansı arttırıldığında, bu durumun düzelip, Şekil 6’deki gibi düzgün bir kare dalga halini aldığı görülmüştür. Laboratuarda yapılan devre testlerinde de buna çok yakın dalga şekilleri elde edilmiş olup, daha kaliteli bir trafoya sahip olmamız durumunda dalga şekli daha iyi hale getirilebilir. Şekil-5 Tetikleme açısı 50 derece iken çıkış gerilimi Şekil-6 Mıknatıslanma endüktansı arttırıldığında elde edilen dalga şekli Kare dalga durumuna ait, çıkış gerilimi harmonik analizi şekil 7’de görüldüğü gibidir. Burada 3, 5, 7 gibi harmoniklerin var olduğu görülmüştür. 3. harmoniğin genliği diğerlerinden daha yüksektir, bu nedenle çıkış filtresi tasarımında 3. harmoniği genliği azaltılmaya çalışılacaktır. Şekil-7 Kare dalga durumu, çıkış gerilimi harmonik analizi Çıkış dalga şekli geriliminin düzeltilmesi ve sinüzoidal forma yaklaştırılması için evirici çıkışına alçak geçiren LC filtresi Şekil 8’de görüldüğü gibi bağlanmıştır. Şekil-8Push – Pull çevirici çıkış filtresi 28 Elektrik Devreleri Çıkış Filtresi Tasarımı Tam yükte ve kare dalga durumu için yapılan harmonik analizinde görüldüğü gibi en yüksek harmonik genliği 3. harmoniğe aittir. Bu sebeple alçak geçiren filtre tasarımında 3. harmonik genliği düşürülmeye çalışılacaktır. 3. harmonik genliği şekil 7’den de görüldüğü üzere 125.5V’tur. Burada tasarlanacak filtre ile bu harmonik genliği 40 V olacak şekilde alçak geçiren filtre tasarımı yapılacaktır.Filtrenin kesim frekansı 150 Hz olarak seçilmiştir. Dolayısı ile filtre 150 Hz frekansında rezonansa girecektir. Ancak harmoniklerin bulunduğu frekanslarda, harmonik frekansını filtre köşe frekansını seçmek doğru bir yaklaşım değildir. Çünkü filtrenin rezonans durumunda empedansı minimum olduğu için, ilgili frekanstaki harmonik genlikleri daha da artacaktır. Dolayısı ile filtre köşe frekansı biraz kaydırılarak 140 Hz olarak alınacak ve filtre tasarımı buna göre yapılacaktır.Rezonans 1 fr frekansı 140 Hz alınarak, 2 LC bağıntısından LC değeri ‘1.29e-006’ olarak elde edilmiştir.Aşağıda çıkışında R yükü bulunan bir alçak geçiren LC filtresine ait transfer fonksiyonu verilmiştir. VFiltreçıkış VFiltregiriş 1 (1 2CL) j ( L ) R V değerleri yazılacaktır. f=150 hz alınarak, 2 f hesaplanır. R yükü ise eviricinin tam yükteki değeri olan 160 ohm alınarak transfer fonksiyonunda yerine konur. LC değeri ise daha önce elde edildiğinden, transfer fonksiyonu ifadesinde tek bilinmeyen olarak L kalır. 125.5 1 L 40 (1 (2 150) 21.29e 006) j (2 150)( ) 160 Buradan L=566.7mH elde edilmiştir. LC ifadesinde L yerine konularak C=2.28uF filtre kapasitesi de bulunmuş olur.Eğer 3. harmonik genliği daha da düşürülmek istenirse, Vçıkış_filtre değeri değiştirilebilir. Ancak bu durumda filtre elemanlarının boyutları da büyüyecektir. Ayrıca filtre elemanları evirici davranışını da etkileyecektir. Dikkat edilmesi gereken nokta, burada tasarım tam yüke göre yapılmıştır. Dolayısı ile filtre en iyi performansı bu yükte verecektir. Farklı yükler için farklı filtre tasarımları da yapılabilir. Yük gücü düştükçe filtre etkinliği azalmakta ve çıkış dalga şekli bozulmaktadır. Yüksüz durumda ise harmonik genlikleri çok artmaktadır, bu nedenle filtre yük ile beraber devreye alınıp, çıkartılmalıdır.L=566.7mH ve C=2.28uF değerleri için çıkış gerilimi dalga şekli ve harmonik analizi şekil- 9 ve şekil – 10’da gösterildiği gibidir. Burada V filtre_ çıkış değeri yerine 3. harmoniğin düşürülerek filtre çıkışında elde edilmesi istenen değer olan 40 V, V filtre_giriş değeri yerine ise 3. harmonik genliği olan 125.5 Şekil – 9 Tasarlanan filtre devrede iken çıkış gerilimi ve THD değeri 28 Elektrik Devreleri Şekil – 10 Tasarlanan filtre devrede iken çıkış gerilimi harmonik analizi Görüldüğü gibi filtre devrede iken şekil9’dan görüldüğü üzere THD %48’den %15’e düşmüş ve şekil-10’dan görüldüğü üzere 3. harmonik genliği 38 V’a indirilmiştir. Hedeflenen değerin 40 V olduğu göz önüne alındığında, filtrenin iyi bir performans verdiği söylenebilir. Eleman boyutlarını düşürmek üzere tasarlanan L ve C değerleri çerçevesinde farklı L ve C değerleri denenerek, harmonik seviyeleri ve çıkış gerilimi gözlenmiştir. Çıkış filtresi değiştirilerek, L= 200e-3 H ve C=15e-6 F değerleri kullanılmıştır. Filtre devrede iken elde edilen çıkış gerilimi dalga şekli ve THD değeri şekil 11’de gösterilmiştir. Görüldüğü gibi filtre bağlanarak THD değeri %48.3’den %13.7’ye düşürülmüştür. Şekil-11 Filtreli halde çıkış gerilimi ve THD Filtre parametreleri değiştirilerek, çıkış dalga şekli ve elemanlar üzerinki akım izlenmiştir. Kondansatör değerinin arttırılması halinde kondansatörün şarj anlarında kısa devre gibi davranıp fazla akım çekmesi sebebi ile mosfetlerden daha fazla akım akmaktadır. Kondansatör değerinin azaltılması halinde ise filtreleme performansı düşmektedir. Endüktansın arttırılması durumunda dalga şekli daha iyi gelmekte fakat endüktifreaktans üzerindeki gerilim düşümü sebebi ile çıkış gerilimi düşmektedir. Ayrıca endüktans ve kapasite değerleri birbiri ile uyumlu olarak seçilmediği takdirde çıkış geriliminde iyi bir filtreleme sağlanamamaktadır.Simülasyonun ilk anlarında geçici hal oluşup, bu anda akım ve gerilim değerleri sürekli hale göre farklıdır. Aşağıda tam yük durumunda elde edilen çeşitli dalga şekilleri gösterilmektedir. 28 Elektrik Devreleri Şekil-12 Bir sargıya ait trafo giriş gerilimi arttıkça endüktifreaktans artmakta ve Şekil 13’de alçak geçiren filtre giriş gerilimi kapasitifreaktans azalmaktadır. Bu nedenle görülmektedir. Alçak geçiren filtre yüksek harmonik akım kondansatör üzerine akmakta, frekanslı harmonikleri kendi üzerinden akıtarak, yüke ulaşmamaktadır. Endüktans ise çıkışta daha düşük frekanslı bileşenlerin harmonikli bir gerilimden daha az harmonikli bir görülmesini sağlamaktadır. Harmonik frekansı akım çekilmesine sebep olmaktadır. Şekil-13 Trafo çıkış gerilimi, alçak geçiren filtre giriş gerilimi Şekil-14 Yük akımı Direnç yükü kullanıldığı için gerilim ve akım dalga şekli, genlik farklı olmak üzere şekil 14’de görüldüğü gibi aynıdır. 28 Elektrik Devreleri Şekil-15 Filtre bobini ve filtre kondansatör akımı Şekil-16Mosfet akımı ve etkin değeri Tam yük durumunda mosfet üzerinden 53,4 A etkin değerinde bir akım akmaktadır. Akımın tepe değeri ise 100 A civarına ulaşmaktadır. Geçici halde ise bu değer biraz daha yüksektir. Mosfet akım dalga şekli, şekil 16’te gösterilmiştir. Yükseltici trafo kullanıldığı için sekonderden çekilen akıma karşın, primerde çevirme oranına bağlı olarak daha yüksek bir akım çekilmektedir. Ayrıca filtre endüktansı akımı şekil 15’te görüldüğü üzere, yük akımından daha yüksek genliğe sahiptir. Dolayısı ile çıkış filtresi de mosfetler üzerindeki akımda etkili olmaktadır. Breadboard Test İşlemi Çıkış Geriliminin Dalga Şeklinin İncelenmesi Çıkışa farklı rezistifyükler bağlandığında ve çıkış geriliminin etkin değeri değiştirildikçe osiloskopçıkısında aşağıda verilen görüntüler gözlenmektedir. İnvertör çıkısındaki gerilimingenel görünümü, darbe boşluk oranı yüke ve çıkış geriliminin etkin değerine göredeğişen parçalı bir gerilimdir.Osiloskop çıktılarının daha düzgün olması bakımından ölçümler yeniden kendimize ait olan osiloskopta yapıldı. I. Bu bölümde tasarlanan sistem breadboard üzerine kurulacak ve tasarlanan sistemin başarımı farklı deneyler yapılarak incelenecektir. Gerçeklenen sistemin farklı yükler altındaki dalga şekilleri verilecek, farklı yükler altında çıkış geriliminin etkin değerinin ne kadar iyi regüle edildiği incelenecek, incelenen sonuçlara göre verim hesabı yapılacaktır. 28 Elektrik Devreleri deyişle de modülasyonun nasıl çalıştığıdır. şekil-17 ve şekil-18 karsılaştırıldığında darbe periyot oranlarının farklı olduğu görülmektedir. Çıkışta farklı yükler altında aynı gerilimi üretmek için farklı darbe genişliği oluşturulmaktadır. Sisteme ideal olarak bakıldığında çıkış yükündeki değişimin darbe genişliğini değiştirmemesi beklenebilir. Ancak transformatör sargılarının ihmal edilemeyecek dirençlere sahip olmasının doğal bir sonucu olarak çıkış akımı arttıkça sargılar üzerinde gerilim düşümü olmakta ve sistem bu kayıpları karşılayıp çıkış gerilimini sabit tutabilmek için darbe genişliği oranını artırmaktadır. Şekil-17 68.4V çıkış ile 40W lık ampulün beslenmesi Şekil-19 220V çıkış ile 40W lık ampulün beslenmesi Şekil-18 63V çıkış ile 200W lık ampulün beslenmesi Çıkışta 65V civarında bir gerilim üretilirken çıkışa 40W ve 200W gücündeki 220Vluk ampullerin bağlanması sonucunda şekil-17 ve şekil-18 da gösterilen osiloskopgörüntüleri elde edilmiştir. Çıkışta sadece 65V etkin gerilim üretildiği için darbesürelerinin oldukça kısa olduğu gözlenmektedir. Her iki durumda da görüntülerde degörüldüğü gibi parçalı gerilimler elde edilmiştir. Ancak burada aynı sayılabilecekçıkış gerilimlerinde çıkışa farklı yükler bağlanarak gösterilmek istenen, devredegeribesleme mekanizmasının diğer bir 28 Şekil-20 223V çıkısile 200W lık ampulün beslenmesi Pratik devreler / N. Abut Aynı deney bu kez de çıkış gerilimi artırılarak yapılmıştır. Şekil-18 ile şekil-20 karşılaştırıldığında çıkış geriliminin etkin değerinin 63V dan 223V a çıkarılmasıdarbe genişliğini önemli oranda artırmaktadır. Artan darbe genişliği çıkış gerilimininetkin değerini artırmıştır. Şekil-19 ve şekil20karsılaştırıldığında ise çıkış yükünün 40W dan 200W açıkarılması yine aynı şekilde darbe genişliğini önemli miktarda artırmıştır. II. Regülâsyonun İncelenmesi Şekil-22 Sistem yükü 40W a düşürüldüğünde çıkış gerilimi Şekil-21 Sistem 100W yük altında iken çıkış geriliminin ayarlanması Bu bölümde, önce sistem 100W ile yüklenerek çıkış gerilimi şekil-21 de gösterildiğigibi 221V etkin değere ayarlanmıştır. Daha sonra ise çıkıştan 40W ve 200W güççekilmiştir ve bu durumlarda sistemin ayarlanan 221V çıkış gerilimini ne kadar hataile üretebildiği incelenmiştir. Sabit bir yük altında sistem ayarlanan değerde bir çıkış gerilimini sorunsuz ürettiği için, bu bölümde sadece çıkış yükünün değiştirilmesininçıkış gerilimini ne ölçüde değiştirdiği incelenmiştir. Ayrıca yine bu bölümde sistemçıkısı yüksüz bırakıldığında çıkış gerilimin kaç volta kadar yükseldiği ve dalgaseklinde ne gibi bozulmalar olduğu da incelenmiştir. Şekil-23 Sistem yükü 200W a çıkarıldığında çıkış gerilimi Şekil-22 ve şekil-23 incelendiğinde çıkış yükündeki değişimlerin çıkış gerilimini dedeğiştirdiği görülecektir. Yine de sistemin geribesleme yoluyla bu değişimi oldukçaazalttığı söylenebilir. Sistem 100W ile yüklenerek çıkış gerilimi 221V aayarlanmıştır. Yük 40W a düşürüldüğünde çıkısın 6V artarak 227V değerine çıktığıgözlenmiştir. Yani sistem çıkısında % 2.7lik bir hata gerilimi oluşmuştur. Yük200W a çıkarıldığında ise çıkış bu kez 6V azalarak 215V değerine düşmektedir.Sistem yine % 2,7 lik bir hata gerilimi oluşturmuştur. % 2.7 lik hata ihmal edilebilirolduğundan ve çıkış gerilimi güvenli sınırlar içerisinde kaldığından bu bir problemeyol açmayacaktır. Sonuç olarak sistemin çıkış gerilimini iyi sayılabilecek 29 Elektrik Devreleri düzeyderegüle ettiği gözlenmektedir.Sekil-24 ile gösterilen deneyde ise, sistemin çıkışına hiçbir yük bağlanmadığıdurumda çıkış geriliminin tehlikeli seviyelere yükselip yükselmediği ve dalgaseklinin nasıl değiştiği incelenmiştir. Sekil-24 de görüldüğü gibi, sistem çıkışı yüksüz iken dahi çıkış geriliminin etkindeğeri 350V seviyelerine yükselmemektedir. Sistem geribesleme yolu ile çıkışgeriliminin çok yükselmesini engelleyerek daha önceden ayarlanan ayar noktası içinancak 245V a kadar çıkmasına izin vermektedir. Çıkışa yük bağlandığı anda çıkışgeriliminin bir miktar daha düşeceği göz önünde bulundurulursa herhangi birtehlikeli durumun olmadığı sonucuna varılabilir. III. Verimin Ölçülmesi Aşağıdaki tabloda sistemin farklıyükler için ne kadar verimle çalıştığı verilmiştir. Sekil-24 Sistem yüklenmediğinde çıkış gerilimi Ölçüm no 1 2 3 4 V1(V) 13,17 12,95 12,49 11,96 I1(A) 0,30 3,39 8,70 17,74 Vo(V) 235 220 215 202 Io(A) 0 0,17 0,41 0,84 Tasarlanan sistemin veriminin oldukça yüksek olduğu görülmektedir. Başlıcakayıplar transformatörden dolayı oluşmaktadır. Daha küçük bir miktarda daanahtarlama kayıpları oluşmaktadır. Bu durumda sistemde kullanılan transformatörsargılarının direnci ne kadar düşük tutulursa verimin de o denli yüksek olacağısöylenebilir. Fakat transformatörün daha kalın tellerden sarıldığında hacminin vemaliyetinin artacağı da unutulmamalıdır.Verimin yüksek çıkmasını sağlayan önemli bir etken de anahtarları süren katıngörevini oldukça iyi yapmasıdır. Sonuç olarak sistem verim açısından incelendiğinde bir takım özel yükler göz ardıedilirse, veriminin her durumda % 80 in üzerinde olacağı söylenebilir. Bu açıdansistemin genel kullanıma uygun olduğu söylenebilir. 30 P1(W) 3,95 43,90 108,66 212,17 Po(W) 0 37,40 88,15 169,68 η (%) 85,2 81,1 80 Uygulamamıza ait soğutucu hesabı da yapılmış olup gerekli olan detaylar bir sonraki raporda verilecektir. Maliyet Hesabı KULLANILAN MALZEME Transformatör Baskı Devre Maliyeti Kutu Anahtarlama Elemanları Termik Sigorta ve Priz Direnç, Kapasite, Klemens, Kablo vb Soğutucu ve Soğutucu Yal.Elem. TOPLAM FİYAT (+KDV) 40 TL 20 TL 30 TL 30 TL 10 TL 20 TL 10 TL 160 TL Sonuçlar ve Öneriler Tasarlanan sistem ile 12V doğru gerilim kullanılarak 230V etkin değere sahipşebeke geriliminin üretilebileceği gösterilmiştir. Elektrik Devreleri Tasarlanan sistem omik bir yükübeslemek için kullanılabilir. Ancak sistemin kare dalga çıkışlı olması nedeniyle birtakım motor yapılarının bu sistem ile çalıştırılamayacağı kesindir. Yine bir takımkapasitif yükler için verim beklenenden düşük kalabilir. Çıkışın içerdiği yüksekfrekanslı harmonikler bazı yükler için problem yaratabilir. 50Hz frekanslı sinüs girişegöre tasarlanmış olan bazı yapılar yüksek frekanslı harmonikler nedeniyle çıkıştan standart güçlerinden daha fazla güç çekebilirler. Bu sistem daha çok aldığı gerilimidoğrultarak kullanan cihazlar için uygundur. Aldığı gerilimi doğrultarak kullananbir cihaz için kare dalga girişinin daha uygun olduğu bile söylenebilir. Şöyle ki,doğrultulan kare dalga, doğrultulan sinüs dalgadan daha az dalgalanma geriliminesahip olacaktır. Sistem, çıkış geriliminin dalga şekli açısından önemli bir problemyaratmamaktadır ve kullanıma elverişli olduğu sonucuna varılmıştır. Sistem çıkış geriliminin regülasyonu açısından incelendiğinde ise iyi sayılabilecekseviyede bir regülasyon ile karşılaşılmaktadır. İnvertör çıkışı 40W ile yüklü ikençıkış gerilimi 227V, 100W ile yüklü iken 221V ve 200W ile yüklü iken 215Volmaktadır. Çıkış geriliminin etkin değeri farklı yükler için hep kabul edilebiliraralıklarda kalmaktadır. Sistemin regülasyon açısından da kullanıma elverişli olduğusonucuna varılmıştır. Sistem verim açısından irdelendiğinde, bir invertör sistemi için verimin oldukçayüksek seviyelerde olduğu dikkati çekmektedir. Bu, anahtarların sürekli ya tam açıkya da tam kapalı konumda olmasının sonucudur. Sistem 40W yük altında %85verimle, 200W yük altında ise %80 verimle çalışmaktadır. Bu güçlerlebu kadar yüksek verimlerle çalışmak oldukça iyi bir sonuçtur denilebilir. Sisteminverim açısından da genel kullanıma son derece uygun olduğu sonucuna varılmıştır. kullanılamaz kılmaktadır. Çıkış geriliminin yüksek frekanslı birçokharmoniğe sahip olması ise sistemi bir takım özel yükleri beslemek için kullanılamaz kılmaktadır. Eğer harmoniklere duyarlı, hassas yükler beslenecek ise devre sinüzoidal darbe genişlik modülasyonu ile kontrol edilmelidir. Bu durumda, çıkıştaki alçak geçiren filtrenin boyutları da küçülecektir. Dolayısı ile filtredeki büyük değerli kondansatörü geçici hal durumunda aşırı akımdan korumak için kullanılacak olan kalkış devresine ihtiyaç olmayacaktır. Ayrıca filtre endüktifreaktansı da küçüleceği için, bu reaktans üzerindeki gerilim düşümü de azalacaktır. Dolayısı ile çıkışta filtre bulunması durumunda, kare dalga eviriciye göre spwm evirici daha iyi bir regülasyon sağlayacaktır. Bu devrenin bir üstünlüğü de anahtarların kontrol sürücülerinin ortak bir toprağa sahip olmasıdır. Dolayısı ile anahtar sürücüleri tek bir kaynaktan beslenebilir. Push-pull eviricide iki primer sargı arasındaki kaçak reaktansta birikecek enerjiyi en aza indirmek devrenin daha verimli çalışmasını sağlayacaktır. Çünkü bu enerji anahtarlarda ya da tutucu devrelerinde harcanır. Dolayısı ile kaçak reaktansı en aza indirmek için primer sargıları arasında çok iyi manyetik bağlantıya ihtiyaç vardır. Toroidal trafo kullanımı ile bu manyetik bağlantı daha iyi hale getirilip, kaçak akı reaktansları azaltılabilir. Genel olarak yapının aksayan özellikleri göz ardı edildiğinde, sisteminpratik olarak kullanılabilir olduğu sonucuna varılmıştır. Günümüzde bilgisayarlarızorunlu hallerde beslemek için kullanılan birçok kesintisiz güç kaynağı da aynıyapıyı temel alan çözümler sunmaktadır. Piyasada mevcut olan kesintisiz güçkaynaklarının çok büyük bir kısmı sinüzoidal değil, çalışmada tasarlanan yapı gibi karedalga çıkış üretmektedir. Son olarak sistemin aksayan yönleri üzerinde durulacaktır. Yüksek güçlereçıkıldıkça, transformatör ağırlığının gittikçe artması sistemi belli bir gücün üzerindepratik olarak 28 Pratik devreler / N. Abut transistor is biased in saturation and cut-off region. To design a 100 watt Inverter read Simple 100 Watt inverter 12v DC to 220v AC Converter Circuit Using Astable Multivibrator Inverter circuits can either use thyristors as switching devices or transistors. Normally for low and medium power applications, power transistors are used. The reason for using power transistor is they have very low output impedance, allowing maximum current to flow at the output. When the transistor is biased in saturation region, both the collector emitter and collector base junctions are forward biased. Here the collector emitter voltage is minimum and collector current is maximum. Another important aspect of this circuit is the oscillator. An important use of 555 Timer IC is in its use as an astable multivibrator. An astable multivibrator produces an output signal which switches between the two states and hence can be used as an oscillator. The frequency of oscillation is determined by the values of capacitor and resistors. One of the important applications of a transistor is in switching. For this application, the Circuit Diagram Circuit Diagram of 12v DC to 220v AC Converter – ElectronicsHub.Org Circuit Components 29 R3 = 10Ohms R4 = 10Ohms Q1 = TIP41 V1 = 12V Q2 = TIP42 R1 = 10K D1 = D2 = 1N4007 R2 = 150K C3 = 2200uF Elektrik Devreleri T1 = 12V/220V step up transformer Circuit Design Explanation Oscillator Design:An astable multivibrator can be used as an oscillator. Here an astable multivibrator using 555 timer is designed. We know, frequency of oscillations for a 555 timer in astable mode is given by: f = 1.44/(R1+2*R2)*C where R1 is the resistance between discharge pin and Vcc, R2 is the resistance between discharge pin and threshold pin and C is capacitance between threshold pin and ground. Also the duty cycle of the output signal is given by: D = (R1+R2)/(R1+2*R2) Since our requirement is f =50Hz and D = 50% and assuming C to be 0.1uF, we can calculate the values of R1 and R2 to be 10K and 140K Ohms respectively. Here we prefer using a 150K potentiometer to fine tune the output signal. Also a ceramic capacitor of 0.01uF is used between the control pin and ground. Switching Circuit Design:Our main aim is to develop an AC signal of 220V. This requires use of high power transistors to allow the flow of maximum amount of current to the load. For this reason we use a power transistor TIP41 with a maximum collector current of 6A, where the base current is given by the collector current divided by the DC current gain. This gives a bias current of about 0.4A *10, i.e.4A. However since this current is more than the maximum base current of the transistor, we prefer a value less than the maximum base current. Let us assume the bias current to be 1A. The bias resistor is then given by For each transistor, the VBE(ON) is about 2V. Thus Rb for each is calculated to be 10 Ohms. Since the diodes are used for biasing, the forward voltage drop across the diodes should be equal to the forward voltage drops across the transistors. For this reason, diodes 1N4007 are used. The design considerations for both the PNP and NPN transistors are same. We are using a PNP power transistor TIP42. Output Load Design: Since the output from the switching circuit is a pulse width modulated output, it might contain harmonic frequencies other than the fundamental AC frequency. For this reason, an electrolyte capacitor needs to be used to allow only the fundamental frequency to pass through it. Here we use an electrolyte capacitor of 2200uF, large enough to filter out the harmonics. Since it is required to get 220V output, it is preferred to use a step up transformer. Here a 12V/220V step up transformer is used. LM1458 SİNÜS DALGA ÜRETİCİ DEVRE LM1458 op amp ile yapılan sinüs dalga üretici devre 6….15v arası dc ile çalışıyor op amp ın 7 numaralı bacağından sinüs çıkışı alınıyor Rb = (Vcc – VBE(ON))/Ibias 28 Pratik devreler / N. Abut ICL8038 KARE ÜÇGEN SİNÜSOİDAL SİNYAL ÜRETEN OSİLATÖR DEVRESİ Devrede kullanılan ICL8038 adlı entegre üç farklı biçimli sinyal üretebilir. Devrenin ürettiği sinyallerin frekansı, distorsiyon (bozulma, kırpılma) oranı ayarlı dirençlerle değiştirilebilir. CD4047 2N3055 YÜKSEK ÇIKIŞ AKIMLI DCAC KONVERTÖR DEVRESİ DC-AC konvertör devresinde 12 V’luk DC’yi 220 V’luk AC’ye çevirebilir. Çıkıştan alınan AC’nin frekansı CD4047 adlı entegrenin 2-3 numaralı ayakları arasına bağlanmış olan potun değeri değiştirilerek ayarlanabilir. Devrede trafonun primer sargılarından geçen akımın yüksek olması için büyük güçlü transistörler kullanılmıştır. 2N3055 BD243C Transistörleri soğutucuya bağlanmalıdır. 12 V DC / 220 V INVERTER DEVRESİ 29 Devrenin multivibratör (flip-flop) kısmı 40-60 Hz arası frekansta kare dalga üretir. Multivibratör devresinin A ve B noktalarından alınan kare dalgalar sürücü transistörlerini tetikler. Sürücü transistörleri ise güç transistörlerini besler. Güç transistörleri trafonun primer sargılarından (N1 ve N2) yönü sürekli değişen bir akım dolaştırır. N1 ve N2’den geçen akımlar ise sekonderde AC özellikli bir gerilim doğurur. Devrede çıkış katındaki transistörlerin ve trafonun gücü devreden alınmak istenilen güce göre değiştirilebilir. Çıkışta bulunan birbirine paralel bağlı nF değerli üç kondansatör elde edilen AC’nin sinüsoidale benzemesine yardımcı olur. Çıkış transistörlerinin soğutuculu olması verimi artırır. verilen konvertisör devresiyle akkor lamba, mini motor vb. çalıştırılabilir. Not: Elektronik devre şemaları internet üzerinde paylaşılan çeşitli kaynaklardan (pdf, doc vs) ayıklanıp siteye aktarılmıştır devreler, şemalar ve açıklamalar alıntıdır bir çoğu basit devreler yapımı kolay profosyonel, amatör bir çok elektronikcinin işene yarayacak devreler bulunuyor. Ayrıca neredeyse tüm sayfalarda, devrenin çalışması devrelerin çalışma şema şekli hakkında açıklamalar var Emeği geçen hazırlayan kişilere teşekkürler. Elektrik Devreleri Using Pwm With Pic Microcontroller Mikroc Conce Inverter In Ppt Tutorial Pdf Generation Programming Capture Compare Concept pwm in pic microcontroller １．Introduction The new energy source DSG system such as solar energy generation will be common use in home and factory level because it is small scale and can be set up anywhere. Therefore, the power conversion system used them have been required strongly EMI noise reduction, down sizing and so on. Moreover, It is necessary to pay careful attention to influences for household electric appliances and information communication apparatus set up near them. So, we think that the high-frequency AC link power conversion system with softswitching operation is the best matching for DSG system. At present, the hybrid system including the power storage system also has been implemented the study in order to operate the DSG system more effective. From this reason, the high-frequency AC link power conversion system acted as an interface of the system, load, and new energy sources are required an ability of the power flow between both side. So, we proposed the novel highfrequency AC link DC-AC converter, which is capable of realization mentioned above. In this paper, we will perform the study about the highfrequency AC link single-phase DC-AC converter applied for the household DSG system and the UPS. First, we will describe the high-frequency AC link single-phase DC-AC converter and the conventional control scheme, the symmetrical control scheme, and will point out that features and problems. And then, we will indicate the operating principle and simulating result of the high frequency AC link single-phase DC-AC converter with new control strategy for it, the secondary phase-shifted PWM control scheme. Moreover, we will perform the comparison and the study between proposed scheme and conventional scheme, and will present the features and effectiveness of proposed converter, the high-frequency AC link single-phase DC-AC converter employing the secondary phase-shifted PWM control scheme. 30 Elektrik Devreleri ２．The operation and feature secondary phase-shifted PWM scheme of the control The high-frequency AC link single-phase DCAC converter is composed of the highfrequency inverter, the high-frequecny transformer and the cycloconverter connected with secondary side. Its feature is to output the commercial power by performing frequency conversion directly using cycloconverter circuit at the secondary side. Since this system does not include conversion into DC power by the diode rectifier circuit after the high-frequency power converted by high-frequency inverter insulates using high-frequency transformer, the power flow can be enabled the both direction processing. In this circuit system, commonly, the output voltage is controlled by symmetrical control scheme. The circuit configuration of the high-frequency AC link single-phase DC-AC converter employing the symmetrical control and that switching pattern are shown in Fig.1 and Fig.2 respectively. 28 The conventional scheme has some inherent problems. For instance, the reactive power will be continued to regenerate in order to continue the load current io to flow through on D2,D3,S5,D5,S8,D8 and the high-frequency transformer after S1,S4 are turned off at time t1 with ZVS operation. As a result, the conduction losses of the power devices and high-frequency transformer are increased and conversion efficiency is deteriorated. On the other hand, in the case of the light-load or no-load, or reactive power secures insufficiently by condition of power factor, the loss-less snubber capacitor can not be charged (or discharged) by lagging current because the load current own becomes small. As a consequence, the ZVS operation can not be realized. Hence, the high-frequency AC link single-phase DC-AC converter employing symmetrical control scheme is effective with respect to specific load such as the fixed load. But if the load has a wide range from full-load to no-load or the power factor becomes nearly 1, it is difficult for this schem to apply to DC-AC converter. Therefore, the novel proposal is necessary to be able to keep up with these requirement. Accordingly, we have proposed the novel high-frequency AC link DCAC converter employing the secondary phaseshifted PWM control scheme. The circuit configuration of the high-frequency Pratik devreler / N. Abut AC link single-phase DC-AC converter employing the secondary phase-shifted PWM control scheme is similarly to the conventional scheme shown in Fig.1. The switching pattern at the secondary phase-shifted PWM control is shown in Fig.3 . In the secondary phase-shifted PWM control scheme, S6 is already turned on before S1,S4 is turned off. As a result, the load current io is commutated from S5,D5 to S6 D6 because V1 is a forward bias in D6 and a reverse bias in D5. In this reason, since the load current io will start the circulation only secondary side, there is almost no flow of i1,i2. This state is the single circulation interval. At this point, since the reactive power will not be also regenerated, the charge and discharge of loss-less snubber capacitor will be performed as the component of the reactive power with electromagnetic energy stored in leakage inductance of highfrequency transformer. However, the coupling coefficient of high-frequency transformer used such as this system is large and it can not be secured the electromagnetic energy which is enough to charge and discharge the loss-less snubber capacitor only a leakage inductance. Therefore, that deficiency is supplemented by connecting the auxiliary inductance La,Lb. Moreover, in the single circulation interval without supply or regeneration , since the active power and the reactive power of the load are processed only secondary side, there is no current on power devices of high-frequency inverter and transformer. Hence, the conduction losses generating on them can be reduced. For these reasons control scheme becomes resonant pole type circuit configuration, the fixed losses become small and the conduction losses can be reduced comparing with the symmetrical control scheme. Moreover, this scheme have many merits which it can be performed the ZVS stated above, though the secondary phaseshifted PWM operation with reliability to every load of the power factor and may be effective to apply for high-frequency AC link single-phase DC-AC converter. The operating mode of the high-frequency AC link single-phase DC-AC converter can be classified into two mode. One is inverter mode which will supply the power from primary side to secondary side by the power factor of the load, the other is rectifier mode which will regenerate the power from secondary side to primary side. The operation of inverter mode becomes similarly to the highfrequency AC link DC-DC converter in order to correspond with output voltage and current.[8] So, we will explain the operation of highfrequency inverter period in rectifier mode which will be become inverse polarity between output voltage and current and will be regenerated the power from secondary side to primary side. ３．The operating states of the respective modes The operating mode of the high-frequency AC link DC-AC converter has inverter mode and rectifier mode. The steady state of rectifier mode can be classified into 12 Mode. But we will explain the operations at steady state from Mode 1 to Mode 6 by using the operating waveform shown in Fig.4, because the operation of that interval makes no difference with from Mode 7 to Mode 12. The equivalent circuits corresponding to the times (t0 to t6) and modes (M1 to M6) of Fig.4 are shown in Fig.5. For simplicity, the power devices are ideal 29 Elektrik Devreleri switches that have zero switching time and switch on and off instantaneously. The circuit is also assumed ideal, with no internal resistances and stray capacitances. However, the leakage inductances of the high-frequency transformer are considered in order to utilize them in ZCS operation on the secondary side. ●Mode 2 : ZCS commutation interval (t1≦t＜t2) At time t1, when S5 is on, Io begins commutation from D6 to D5, since D5 becomes forward bias and D6 becomes reverse bias. At this point, hardswitching or sudden commutation due to the leakage inductances of the high-frequency transformer will not occur, and S5 will be turned on by soft-switching of the ZCS mode, in which this current gradually commutates. Since S6 will be turned off after D6 will be completely turned off, it will be turned off by ZVS and ZCS. ●Mode 1 : power regeneration interval (t0≦t＜t1) At this time, S1,D1,S4,D4,S6(D6),S7(D7) are on, and the power regenerated from secondary side to primary side via D1,D4,S6(D6),S7(D7). Only very small resonance current of resonant pole flows on S1 and S4. This state will continue until switch S5 is turned off at any time t1. ●Mode 3 : single circulation interval (t2≦t＜t3) When S5 will become on completely, load current Io flows via S5(D5),S7(D7), resulting in a single circulation interval. In this interval, since the primary and the secondary are separated in circuit terms, there active power of load will be processed on the only secondary side. At that time, the power does not 30 Pratik devreler / N. Abut regenerate forward to the primary side. At this point, only resonance current continuously flow on S1,S4 in primary side. In practice, exciting current of high-frequency transformer will flow in i1, but since its value is essentially very small, its effect will not present a problem. Secondary phase-shifted PWM control scheme controls the output voltage to sinusoidal wave of cycloconverter by controlling this interval. ●Mode 4 : ZCS commutation(ZVS preparation) interval (t3≦t＜t4) At any time t4, for S1,S4 turn off easily, there is need to flow on S1,S4 in a slight term. And then, S8 will turn on at t3. When S8 will be turned on, since D7 will become a reverse bias, load current Io is commutated from D7 to S8(D8) by ZCS similarly to Mode 2, and S7 will be turned off by ZVS and ZCS. ●Mode 5 : power supply interval (t4≦t＜t5) When S8 are on, this converter operates as power supply interval in an instant, since direction of i1 turns over and it flows via S1 and S4. At this point, since S1,S4 are already on, ia and ib flows. So that, di/dt is relaxed because i1 dose not suddenly flow in. And after that, at time t5, S1,S4 will turn off. Let me add, since this interval is very short in one period, its effect of regenerating operation will not influence in particular. When S1,S4 will turn off without this interval, since i1 will be regenerated via D1, D4, it flows in the direction which is such as to demote the charge of C1, C4. In this case, for reliable ZVS, there is need to flow the resonance current which is larger than regenerated current i1 on resonant pole part. This resonance current had been become a factor increasing fixed loss. However, in the proposed scheme, since i1 flows to S1,S4 once by preparing this interval, i1 flow forward to a direction which is such as to promote the charge of C1, C4. That is there is no need of large resonance current. Hence, the effect of reduced fixed loss of secondary phase-shifted control will not ruin. ●Mode 6 : ZVS commutation (quasiresonant) interval (t5≦t＜t6) At time t5, when S1,S4 are off, a quasiresonant state occur and C1,C4(C2,C3) start to charge(discharge). Vc1 and Vc4 increase linearly, and when they reach the dc source voltage E, i1 commutates to D2,D3. Therefore S1,S4 will be turned off by ZVS. S2,S3 will turn on, during i1,ia,ib will flow via D2,D3. And the half cycle is completed here. 31 Elektrik Devreleri Thus, by operating the proposed switching pattern, the soft-switching operations of ZVS or ZCS, or ZVS and ZCS. In addition, the proposed scheme can be realized in all switching with no loss of the features of the secondary phase-shifted control scheme. Moreover, it can be reduced fixed loss and conduction loss. ４．The characteristic discussion evaluations ▼Table.1 Circuit parameters for simulated analysis and Verification of the proposed high-frequency AC link DC-AC converter was carried out by simulation analysis. The parameter values of the circuits used in the simulation are shown in Table1. The obtained operating waveforms of the output voltage and output current of the high-frequency inverter are shown in Fig.6. Fig.6(a)is the waveform employing the conventional control scheme and Fig.6(b) is the waveform employing the proposed control scheme. It can be understood from these waveforms that the output current of the conventional DC-AC converter is always flowing(positive or negative). However, the output current of the proposed DC-AC converter is flowing a only power supply interval and no flowing in another interval. This result confirm that the operation as described in the preceding section has occurred. In order to realize high conversion efficiency, the output current of the inverter had better diminish because conduction losses of the highfrequency transformer and power devices are caused by the output current. From Fig.7(b), 32 since the proposed DC-AC converter is no flowing unnecessary current, reduction of conduction losses and enhancement of efficiency may be achieved. The waveforms of output voltage and current of the DC-AC converter are shown in Fig.7. Next, the AC output waveforms (100V,60Hz) of the DC-AC converter are shown in Fig.7. These figures show output voltage and current when the load of the DC-AC converter is connected with inductive load (R=8Ω,L=8mH) and capacitor input type rectifier load (Cd=1000μF). It is evident from these figures Pratik devreler / N. Abut that the output voltage of the DC-AC converter is controlled satisfactory by proposed control scheme even if reactive power is generated or the output current is changed suddenly. The last, to confirm the reduction of conduction losses in the proposed control scheme, let us calculate the conduction losses by using the simulation results. In order to calculate the conduction losses, we assumed that the saturation voltage Vfs of the IGBT is 2.2V and the forward voltage drop Vfd is 1.2V of the diode from the date sheets of the IGBT modules. And the winding resistances are assumed as 0.74 Ωfor both primary and secondary, from the measured values of the high-frequency transformer that was used. As a result, calculated conduction losses while one cycle of high-frequency inverter is shown in Table.2. It can be understood from this table conduction losses of each part is reduced by employing proposed control scheme. Especially, conduction losses of high-frequency transformer and power devices in primary circuit can be reduced by half. Moreover, the total conduction losses while one cycle of DCAC converter in the proposed control scheme can be reduced to about 81% compared to the conventional control scheme. As a mentioned above, the reduced conduction losses effect and control response of the proposed control scheme is evident. Thus, to apply the proposed control scheme to DC-AC converter is very effective for enhancement of conversion efficiency and control response. ▼Table.2 Comparative conductive loss of two DC-AC converter 33
