ANAHTARLAMALI GÜÇ KAYNAKLARI VE TELEVİZYONLARDA UYGULANMASI Mehmet AKDERE YÜKSEK LİSANS TEZİ ELEKTRİK ELEKTRONİK MÜHENDİSLİĞİ GAZİ ÜNİVERSİTESİ FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ EYLÜL 2006 ANKARA Mehmet AKDERE tarafından hazırlanan ANAHTARLAMALI GÜÇ KAYNAKLARI VE TELEVİZYONLARDA UYGULANMASI adlı bu tezin Yüksek Lisans tezi olarak uygun olduğunu onaylarım. Yrd.Doç.Dr. Fadıl ÇELİKKOL Tez Yöneticisi Bu çalışma, jürimiz tarafından oy birliği ile Elektrik Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalında Yüksek lisans tezi olarak kabul edilmiştir. Başkan: : Prof.Dr. Cengiz TAPLAMACIOĞLU Üye : Yrd.Doç.Dr. Fadıl ÇELİKKOL Üye : Yrd.Doç.Dr. Hasan Şakir BİLGE Tarih : 21/09/2006 Bu tez, Gazi Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü tez yazım kurallarına uygundur. TEZ BİLDİRİMİ Tez içindeki bütün bilgilerin etik davranış ve akademik kurallar çerçevesinde elde edilerek sunulduğunu, ayrıca tez yazım kurallarına uygun olarak hazırlanan bu çalışmada orijinal olmayan her türlü kaynağa eksiksiz atıf yapıldığını bildiririm. Mehmet AKDERE iv ANAHTARLAMALI GÜÇ KAYNAKLARI VE TELEVİZYONLARDA UYGULANMASI (Yüksek Lisans Tezi) Mehmet AKDERE GAZİ ÜNİVERSİTESİ FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ Eylül 2006 ÖZET Bu çalışmada anahtarlamalı güç kaynaklarına genel olarak değinilmiştir. Anahtarlamalı güç kaynakların tarihsel değişim ve gelişimi incelenmiştir. Buna ek olarak, televizyonlarda kullanılan bazı anahtarlamalı güç kaynakları verilmiştir. Televizyonlarda yaygın olarak kullanılan bir kaynak tipi olan geriyön anahtarlamalı çevirici (Flyback Converter) özellikle incelenerek 200W’lık bir uygulama örneği laboratuar ortamında yapılmıştır. Devrenin çalışmasında karşılaşılan sorunlar incelenmiş ve eklenen devre elemanları ile giderilmiştir. Bilim Kodu : 905.1.035 Anahtar Kelimeler : Flyback Çevirici, Anahtarlamalı güç kaynakları, Sınırlama devresi, Sayfa Adedi : 145 Tez Yöneticisi : Yrd.Doç.Dr. Fadıl ÇELİKKOL v SWITCHING MODE POWER SUPPLIES AND ITS APPLICATION IN TELEVISION (M.Sc. Thesis) Mehmet AKDERE GAZI UNIVERSITY INSTITUTE OF SCIENCE AND TECHNOLOGY September 2006 ABSTRACT In this study switch mode power supplies (SMPS) are generally considered. Their historical change and development are fully investigated. In addition, some SMPS types that are used in televisions are presented. The flyback converter that is a tv-type SMPS is specifically taken and analyzed. A 200W prototype is built in laboratory environments. The problems arisen in the operation of the experimental SMPS are analyzed and then solved with the additional circuit elements. Science Code : 905.1.035 Key words : Flyback Converter, Switching Power Supply, Clamp Circuit Total Pages : 145 Advisor :Yrd.Doç. Dr. Fadıl ÇELİKKOL vi TEŞEKKÜR Çalışmalarım boyunca değerli yardım ve katkılarıyla beni yönlendiren Hocam Yrd. Doç. Dr. Fadıl ÇELİKKOL’a en samimi teşekkürlerimi sunarım. Ayrıca çalışmalarım sırasında kıymetli fikirlerinden yararlandığım hocalarıma, tüm çalışma arkadaşlarıma, aileme ve katkısı olan herkese teşekkürü bir borç bilirim. vii İÇİNDEKİLER Sayfa ÖZET ........................................................................................................................... iv ABSTRACT.................................................................................................................. v TEŞEKKÜR................................................................................................................. vi İÇİNDEKİLER ........................................................................................................... vii ÇİZELGELERİN LİSTESİ........................................................................................... x ŞEKİLLERİN LİSTESİ ............................................................................................... xi RESİMLERİN LİSTESİ ............................................................................................ xiii SİMGELER VE KISALTMALAR............................................................................ xiv 1. GİRİŞ ........................................................................................................................ 1 2. DOĞRUSAL GÜÇ KAYNAKLARI........................................................................ 5 2.1. Doğrusal Güç Kaynaklarının Dezavantajları ..................................................... 5 2.2. Doğrusal Güç Kaynakları ile Anahtarlamalı Güç Kaynakların Karşılaştırılması ................................................................................................. 6 3. ANAHTARLAMALI GÜÇ KAYNAKLARI .......................................................... 7 3.1. Alçaltıcı (Buck) Çevirici .................................................................................... 7 3.1.1. Sürekli akım çalışma durumu................................................................ 8 3.2. Yükseltici (Boost) Çevirici ................................................................................ 9 3.2.1. Sürekli akım çalışma durumu ............................................................... 11 3.3. Alçaltıcı Yükseltici (Buck Boost) Çevirici ...................................................... 12 3.3.1. Sürekli akım çalışma durumu ............................................................... 12 3.4. Transformatörlü (Yalıtımlı) Çeviriciler .......................................................... 13 3.4.1. İleri-yön (forward) çevirici ................................................................... 16 viii Sayfa 3.4.2. Yarım köprü çevirici ............................................................................. 18 3.4.3. Tam köprü çevirici ................................................................................ 20 3.4.4. Geri-yön (Flyback) çevirici .................................................................. 21 4. YAPILAN DEVRE PARAMETRELERİN BELİRLENMESİ .............................. 42 4.1. Güç Kaynağının Temel Özellikleri .................................................................. 42 4.2. Güç Kaynağının Vhatmin, Vhatmak, fL, Po, η’in Belirlenmesi................................ 44 4.3. Güç Kaynağının Giriş Devresi ve DC Hat Kondansatörün Bulunması ........... 44 4.4. Güç Kaynağının Ton, Ip, Lp, Değerlerin Bulunması .......................................... 45 4.5. Çıkış Sargılarında Kullanılan Doğrultma Diyotların Seçimi ........................... 47 4.6. Çıkış Sargılarında Kullanılan Kondansatörlerin Seçimi .................................. 48 4.7. Güç Kaynağının Söndürme Devresi................................................................. 50 4.8. Güç Kaynağının Geri Besleme Devresi ........................................................... 51 4.9. Güç Kaynağının Kontrol Devresi..................................................................... 54 4.9.1. Manyetik dengeleme devresi ................................................................ 55 4.9.2. Aşırı akım algılama devresi .................................................................. 56 4.10. Güç Kaynağının Regülatör Devresi ............................................................... 57 4.11. Güç Kaynağının Kontrol Entegresi................................................................ 59 4.11.1. Hata yükseltici..................................................................................... 60 4.11.2. Akım algılama ve PWM sinyali.......................................................... 60 4.11.3. Testere dişi sinyal üretimi ................................................................... 60 4.11.4. Osilatör frekansı .................................................................................. 62 4.11.5. Aşırı gerilim koruması ........................................................................ 62 5. GÜÇ KAYNAĞININ DENEY ÇALIŞMALARI................................................... 64 ix Sayfa 5.1. Güç Kaynağının Çalışma Performansı............................................................. 64 5.2. Güç Kaynağının Dalga Şekilleri ...................................................................... 68 6. SONUÇ VE ÖNERİLER ........................................................................................ 73 7. KAYNAKLAR ....................................................................................................... 75 EKLER........................................................................................................................ 77 EK-1 Güç kaynağının tüm dalga şekilleri................................................................... 78 EK-2 Temel çeviricilerde diğer durumlar diğer çevirici tipleri .................................. 85 EK-3 Çevirici tiplerine göre anahtar üzerinde oluşan gerilim, sınırlama ve söndürme devreleri......................................................................................... 101 EK-4 Güç kaynaklarında kullanılan geri besleme devre şekilleri............................. 103 EK-5 Düşük ESR’li kondansatörlerin katalog değerleri........................................... 105 EK-6 Güç kaynağının devre şeması.......................................................................... 109 EK-7 Güç kaynağının baskı devre çizimleri ............................................................. 110 EK-8 Kontrol entegresi ............................................................................................. 112 EK-9 MTW8N60E ait veriler.................................................................................... 115 EK-10 Doğrusal gerilim regülatörleri ....................................................................... 117 EK-11 BYM26C hızlı diyot ...................................................................................... 122 EK-12 TL431 regülatörün yapısı .............................................................................. 124 EK-13 150W LCD televizyon güç kaynağı .............................................................. 126 EK-14 150W LCD televizyon güç kaynağı devre şeması ........................................ 134 EK-15 220W LCD TV güç kaynağı notları .............................................................. 135 EK-16 İngilizce kısaltmalar ve ifadeler .................................................................... 144 ÖZGEÇMİŞ .............................................................................................................. 145 x ÇİZELGELERİN LİSTESİ Çizelge Sayfa Çizelge 2.1. Doğrusal güç kaynaklarının en uygun kullanım şartlarında ve değişen çıkış geriliminde verimleri........................................................... 6 Çizelge 3.1. Geri-yön çeviricilerde sürekli ve süreksiz durumlara ait devre parametreleri ......................................................................................... 33 Çizelge 4.1. Geri besleme devreleri ve oluşan regülasyon değerleri ........................ 52 Çizelge 5.1. Sabit çıkış gücünde (100W) zamana göre çıkış gerilim değerleri ......... 64 Çizelge 5.2. Sabit çıkış gücünde (150W) değişen giriş gerilimine göre DC çıkış gerilimleri .............................................................................................. 65 xi ŞEKİLLERİN LİSTESİ Şekil Sayfa Şekil 1.1. Televizyonun genel blok şeması................................................................. 2 Şekil 2.1. Doğrusal güç kaynaklarının genel yapısı.................................................... 5 Şekil 3.1. Anahtarlamalı güç kaynağının genel yapısı................................................ 7 Şekil 3.2. Alçaltıcı çeviricinin devre şeması............................................................... 8 Şekil 3.3. Alçaltıcı çeviricinin dalga şekilleri ............................................................. 9 Şekil 3.4. Yükseltici çeviricinin devre şeması .......................................................... 10 Şekil 3.5. Yükseltici çeviricinin dalga şekilleri ........................................................ 11 Şekil 3.6. Alçaltıcı yükseltici çeviricinin devre şeması ............................................ 12 Şekil 3.7. Alçaltıcı yükseltici çeviricinin dalga şekilleri........................................... 13 Şekil 3.8. Güç kaynağının çıkış gücüne göre kullanılan çevirici tipleri ................... 15 Şekil 3.9. İleri-yön çeviricinin devre şeması............................................................. 16 Şekil 3.10. İleri-yön çeviricinin dalga şekilleri........................................................... 18 Şekil 3.11. Yarım köprü çeviricinin devre şeması ...................................................... 19 Şekil 3.12. Tam köprü çeviricinin devre şeması ......................................................... 21 Şekil 3.13. Geri-yön çeviricinin devre şeması ............................................................ 22 Şekil 3.14. Doğrultucu çıkış gerilimi dalga şekli........................................................ 24 Şekil 3.15. Süreksiz durumdaki geri-yön çeviricinin dalga şekilleri .......................... 26 Şekil 3.16. 100W gücünde süreksiz durumda çalışan geri-yön çevirici ..................... 28 Şekil 3.17. Söndürme ve sınırlama devresinin sinyal üzerindeki etkisi...................... 34 Şekil 3.18. RCD sınırlama devresi.............................................................................. 35 Şekil 3.19. Güç transformatörlerinde kullanılan nüve şekilleri .................................. 36 xii Şekil Sayfa Şekil 3.20. DC-DC çeviricide voltaj kontrolü blok diyagram .................................... 40 Şekil 3.21. DC-DC çeviricide akım kontrolü blok diyagram...................................... 41 Şekil 4.1. Geri-yön güç kaynağının tasarım algoritması........................................... 43 Şekil 4.2. Güç kaynağının giriş devresi ..................................................................... 45 Şekil 4.3. Güç kaynağının söndürme devresi............................................................. 51 Şekil 4.4. Güç kaynağının geri besleme devresi ........................................................ 53 Şekil 4.5. TL431 in iç yapısı ...................................................................................... 54 Şekil 4.6. Güç kaynağının kontrol devresi ................................................................. 55 Şekil 4.7. Güç kaynağının manyetik dengeleme devresi ........................................... 56 Şekil 4.8. Aşırı akım algılama devresi ....................................................................... 57 Şekil 4.9. LM317’in temel kullanımı......................................................................... 58 Şekil 4.10. Güç kaynağının çıkış regülatör devresi..................................................... 58 Şekil 4.11. MC44604 kontrol entegresinin öbek yapısı.............................................. 59 Şekil 4.12. MC44604 osilatör öbek yapısı .................................................................. 61 Şekil 4.12. MC44604 aşırı gerilim algılama öbek yapısı............................................ 63 Şekil 5.1. Değişen giriş gerilimine göre 135V DC çıkış gerilimi ............................. 66 Şekil 5.2. Değişen giriş gerilimine göre 14V, 8V, 5V, 3,3V DC çıkış gerilimi ....... 66 Şekil 5.3. Değişen giriş gerilimine göre +14V, -14V DC çıkış gerilimi................... 67 Şekil 5.4. 140V-260V AC arasında güç kaynağının verimi...................................... 67 xiii RESİMLERİN LİSTESİ Resim Sayfa Resim 5.1. 150W çıkış gücünde iken; CH1: şebekeden çekilen akımın dalga şekli CH2: giriş gerilimi dalga şekli ....................................................... 68 Resim 5.2. Güç kaynağının süreksiz durumda çalışmasını sağlayan; CH1: manyetik dengeleme sinyali, CH2: mosfet tetikleme sinyali .................. 69 Resim 5.3. 260V AC, 150W çıkış gücünde iken; CH1: mosfet tetikleme sinyali, CH2: giriş sargısı üzerindeki dalga şekli .................... 69 Resim 5.4. 140V AC, 150W çıkış gücünde iken; CH1: mosfet tetikleme sinyali, CH2: giriş sargısı üzerindeki dalga şekli .................... 70 Resim 5.5. Giriş sargısı üzerindeki dalga şekli .......................................................... 70 xiv SİMGELER VE KISALTMALAR Bu çalışmada kullanılmış bazı simgeler ve kısaltmalar, açıklamaları ile birlikte aşağıda sunulmuştur. Simgeler Açıklama D,δ Anahtar işlev çarpanı fL Şebeke frekansı (Hz) Iadj Ayar akımı (A) Ic Kondansatör akımı (A) ID İleri yön akım değeri (A) IL Bobin üzerinden geçen akım (A) Io Çıkış akımı (A) Ip Giriş tepe akımı (A) Irms Etkin akım değeri (A) Is Anahtar üzerinden geçen akım (A) Ll Transformatör kaçak endüktansı (H) Lp Giriş sargı endüktansı (H) Np Giriş sargı sayısı Ns Çıkış sargı sayısı Nsm Ana çıkış sarım sayısı Pin Giriş gücü (W) Po Çıkış gücü (W) Pl Kaçak endüktans gücü (W) T Periyot (s) Toff Anahtarın kesimde kalma süresi (s) xv Simgeler Açıklama Ton Anahtarın iletimde kalma süresi (s) Vd DC giriş gerilimi (V) Vdc Doğrultulmuş gerilim (V) VDSS Mosfetlerde dayanma gerilim değeri (V) Vhatmak Maksimum hat gerilimi (V) Vhatmin Minimum hat gerilimi (V) VL Bobin üzerinde oluşan gerilim (V) Vms Anahtar üzerine düşen gerilim (V) VR Diyotlar için ters gerilim değeri (V) Vo Çıkış gerilimi (V) Vout Çıkış gerilimi (V) Vref Referans gerilimi (V) X İfadenin alabileceği en büyük değeri X İfadenin alabileceği en küçük değeri η Verim τ RC zaman sabiti ΔVo Çıkış gerilimindeki dalgalanma (V) Kısaltmalar Açıklama CRT Tüplü Televizyon(Cathode Rat Tube) ESR Eşdeğer Seri Direnç(Equivalent Series Resistance) xvi Kısaltmalar Açıklama LCD Sıvı Kristal Gösterge(Liquid Crystal Display) PWM Darbe Genlik Bindirme(Pulse Width Modulation) SMPS Anahtarlamalı Güç Kaynağı(Switch Mode Power Supply) SMT Anahtarlamalı Güç Kaynağı Trafosu(Switch Mode Transformer) TFT İnce Film Tranzistör(Thin Film Transistor) TN Test Noktası 1 1. GİRİŞ Televizyon kelimesi Yunanca ve Latince kelimelerin birleştirilmesinden meydana gelmiştir. Yunanca’ da ‘Tele’ uzak anlamına ve Latince ‘Vidi’ görme anlamına gelen kelimelerin birleştirilmesiyle yapılmış olup uzaktan görme anlamındadır. Bu terim ilk defa 1900 yılında Constantine Perski tarafından ortaya atılmıştır. Bu ad halen hemen bütün dünya dillerinde ufak bazı okunuş ve yazılış değişiklikleri ile kullanılmaktadır. Sadece Almanya’da aynı anlama gelen fernseh şeklinde kullanılmaktadır[1,2]. Televizyon için bir tanım yapmak gerekirse, hareketli resim ve sahnelerin elektriksel yolla bir yerden başka bir yere gönderilmesi olarak tanımlayabiliriz. Televizyonun tam tanımı İngiliz Standartları Enstitüsünce şu şekilde yapılmıştır. Televizyon gerçek veya kaydedilmiş sahnelerin geçici görünür görüntüsünü elektriksel haberleşme sistemi aracılığı ile uzakta anında meydana getirme tekniğidir[2]. Telgraf ve telefonun icadından sonra gene elektriksel yolla görüntü iletme imkânları insan aklını kurcalamış ve görünen bilgileri elektrik işaretine çevirmenin yolları aranmaya başlanmıştır. 1813’ te Willonghby Smith’in selenyum madeninin fotoelektrik özelliğini meydana çıkarmasından sonra bu yolda çalışmalara başlanmıştır. Görüntü nakledebilmek için teleskop, elektriksel teleskop, elektroskop, fototelegraf gibi adlar altında birçok sistemler geliştirilmiştir. Televizyonun temeli Paul Nipkow’un 15 Ocak 1884 te Elektrikli Teleskop adı ile aldığı patent ile atılmıştır. Bugünkü modern televizyon mucidi, Rus asıllı ABD'li elektrik mühendisi Vladimir Rosma Zworkyn’dir. Zworykin 1923 yılında, televizyon kamerasının en önemli parçası olan ve ilk kez resim tarama yöntemini tümüyle elektronik olarak yapan ikonoskopu buldu. Ertesi yıl da kineskop olarak adlandırılan resim tüpünün patentlerini aldı. Bu iki buluş, tümüyle elektronik ilk televizyon sisteminin oluşturulmasını olanaklı kıldı. 1950'li yıllarda televizyon artık ticari uygulama aşamasına gelmiştir[1,2]. Başlangıçta televizyon, radyoda sesli olarak yapılan eğlence ve haber programları gibi programları sesli ve görüntülü yapmak için düşünülmüştür. Bu yayınlar televizyonların hale geniş uygulama alanlarıdır fakat 3 LCD televizyonlar, iki kat polarize cam arasında yer alan yüz binlerce sıvı kristal hücreden oluşur. Panelin arkasında bulunan güçlü lambalardan gelen ışık, yayılmayı sağlayan tabakadan geçerek ekrana homojen bir şekilde dağılır. Işık daha sonra TFT adı verilen ince film tranzistör tabakasından ve arkasından da her sıvı kristal hücresine iletilen elektrik miktarını ayarlayan renk filtrelerinden geçer. Voltaj farkına göre sıvı kristaller harekete geçer. Bu hareket şekline göre arkadan verilen ışığın şiddeti ve kutuplaşma yönü değişir. Bu işlemlerin sonucunda da farklı oranda ve parlaklıkta kırmızı, mavi ve yeşil renkleri oluşturan ve görüntüyü sağlayan yüz binlerce piksel elde edilmiş olur[3]. Plazma, maddenin katı, sıvı ve gaz dediğimiz üç halinden farklı olarak elektriksel anlamda nötr haldeki yüksek iyonize edilmiş gaz karışımının elektrik enerjisiyle farklı bir hale dönüştüğünde aldığı isimdir. Günümüzde bu teknoloji kullanılarak üretilen televizyonlar plazma TV olarak adlandırılır[3]. Plazma televizyonlar, iki paralel cam tabakanın arasında yer alan ve ızgara şeklinde yerleşik, içi plazma adı verilen neon ve ksenon (xenon) gazları ile dolu binlerce odacıktan oluşur. Elektrik akımı bu odacıklarda bulunan plazmaya ulaştığında, oluşan çok küçük bir ültraviyole ışınımı fosforlu bir tabakaya çarparak kırmızı, mavi veya yeşil (Red, Green, Blue, bazı kitaplarda RGB) renklerden birine sahip bir piksel oluşturur. Ekran yüzeyinde oluşan bunun gibi yüz binlerce piksel bir araya gelerek ekranda görünen görüntüleri oluşturur[3]. CRT diye adlandırılan televizyonlarda ekran bombeli olduğundan görüntü kalitesi merkezde ve köşelerde farklıdır. Plazma ve LCD televizyonların ekranı dümdüz olduğundan görüntü kalitesi her yerde aynıdır. Plazmaların eninin 8,8-13cm arasında ağırlıklarının ise 25-60kg olmasından dolayı duvara asılarak yer tasarrufu sağlarlar. Manyetik alandan etkilenmezler. Yüksek karşıtlık ve parlaklık oranı ile detayların daha net görünmesini ve aydınlık ortamlarda bile rahatça izlenmesini mümkün kılar. Ortalama 160 derecelik görüntü açısına sahip düz ekran yapıları, oturma konumunuz ne olursa olsun kayıpsız görüntüler sunar. Bir dezavantaj olarak görülebilecek konu plazmaların fiyatları, LCD TV'lere göre daha pahalıdırlar. LCD televizyonlar ince 4 yapılarından dolayı hem yer kazancı sağlarlar hem de hafif olduklarından taşıması kolaydır. Parlak ve yüksek çözünürlükte görüntü sunar. Uzaktan olduğu kadar yakından da görüntüler aynı şekilde mükemmeldir. LCD televizyonlar göz yormazlar, aksine odaklama sorunu olmadığından daha keskin ve net görüntü sunarlar. Güç tüketimleri az ve plazma televizyonlara kıyasla daha uygun fiyatlardadır. LCD televizyonların bir özelliği de dijital bağlantı yapmayı sağlayan DVI çıkışını desteklemeleridir. Bu sayede, LCD ekranları, hem televizyon hem de monitör olarak kullanabilirsiniz[3]. Bu tez çalışmasında televizyonlarda kullanılan besleme katı (SMPS) incelenmiştir. Besleme kısmı birçok televizyonda benzerlik göstermektedir. Televizyonda kullanılan besleme gerilim seviyelerinin çok fazla olması, gereken güç, maliyetinden dolayı kullanılan çevrici tipi geri-yön çeviricilerdir. Bu çalışmada güç kaynakları anlatılmış ve bir CRT televizyon güç kaynağı devresi yapılmıştır. 5 2. DOĞRUSAL GÜÇ KAYNAKLARI Doğrusal güç kaynakları genel yapıları Şekil 2.1’de verilmiştir. Doğrusal güç kaynakları hat gerilimi hat frekansında çalışan bir transformatör ile istediğimiz gerilim seviyesine düşürülür. Düşürülen bu gerilim diyotlar yardımıyla doğrultulduktan sonra süzgeç kondansatörüne uygulanır. Seri bağlı anahtar ile yüke verilir. Seri anahtar olarak genellikle bir tranzistör kullanılır. Burada tranzistör ayarlı bir direnç gibi kullanılarak istenilen çıkış gerilimi elde edilir. Tranzistör aktif bölgede çalıştığı için üzerinde güç kayıpları oluşmaktadır[5,6,7]. Vo + Q ÞEBEKE Vdc GERÝLÝMÝ KONTROL DEVRESÝ R Yük - 50-60 Hz TRANSFORMATÖR DOÐRULTUCU SÜZGEÇ KONDANSATÖRÜ Şekil 2.1. Doğrusal güç kaynaklarının genel yapısı 2.1. Doğrusal Güç Kaynaklarının Dezavantajları Bu basit yapıdaki doğrusal güç kaynakları 1960 yılların başlarına kadar güç kaynaklarının temelini oluşturmuştur. Bu yapıda kullanılan transformatörün düşük frekansta çalışmasından dolayı, boyutu ve ağırlığı oldukça büyüktür. Doğrusal güç kaynaklarının diğer önemli bir eksiği ise seri bağlı eleman üzerinde oluşan kayıptır. Bütün yük akımı seri bağlı eleman üzerinden geçtiği için burada oluşan güç kaybı (Vd – V0)(I0)’dır. Minimum fark bir NPN tranzistör de yaklaşık 2,5 V’tur. AC giriş gerilimi arttığında seri eleman üzerindeki kayıp artar ve dolayısıyla bu eleman üzerindeki sıcaklık artar. Bu güç kaynağının verimini azaltır. Çizelge 2.1’de sabit bir çıkış akımı için değişik giriş ve çıkış gerilimlerine sahip üç farklı güç kaynağı karşılaştırılmıştır. Çizelgeden de anlaşılacağı üzere çıkış gerilimi arttıkça güç kaynağının verimi de artmaktadır[6]. 6 Çizelge 2.1. Doğrusal güç kaynaklarının en uygun kullanım şartlarında ve değişen çıkış geriliminde verimleri Q1 Vo Io Vdc(min) Vdc(mak) Vdc-Vo V A V V Pin(mak) Po(mak) V W kayıpı W Verim W % 5 10 7.5 9.75 4.75 97.5 50 47.5 51.25 15 10 17.5 22.8 7.75 228 150 78.0 65.9 30 10 32.5 42.25 12.25 423 300 123 71.0 2.2. Doğrusal Güç Kaynakları ile Anahtarlamalı Güç Kaynaklarının Karşılaştırılması 1.Doğrusal güç kaynaklarının verimi %20 ile %60 arasında iken anahtarlamalı güç kaynaklarının verimi %70 ile %95 arasındadır. 2.Doğrusal güç kaynaklarında çıkış voltajı giriş voltajından daima küçüktür. Anahtarlamalı güç kaynaklarında ise çıkış gerilimi giriş geriliminden küçük veya büyük olabilir. 3.Doğrusal güç kaynaklarında hat frekansı ile kullanılan transformatörün frekansı aynıdır. Bundan dolayı kullanılan transformatör büyük ve ağırdır. Anahtarlamalı güç kaynaklarında ise yüksek frekanslı transformatörler kullanılabildiğinden ufak ve hafiftirler. 4.Doğrusal güç kaynakları elektriksel gürültüleri yoktur. Anahtarlamalı güç kaynaklarının elektriksel gürültüleri oldukça fazladır. 5.Doğrusal güç kaynakları 20W altında daha uygundurlar. Anahtarlamalı güç kaynakları ise daha yüksek güçler için daha uygun olmaktadır. 6.Doğrusal güç kaynaklarının yapıları basittir. Anahtarlamalı güç kaynaklarının yapıları daha zor ve karmaşıktır. 7.Doğrusal güç kaynaklarında çıkış gerilim dalgalanması azdır. Anahtarlamalı güç kaynaklarında ise daha fazladır[5,6,7]. 8 üzerinden geçerek yükü besler. Alçaltıcı çeviricinin temel uygulama alanları, ayarlı güç kaynakları ile DC motor hız denetimidir. Bu tip çeviricinin avantajı iç kayıplarının az olmasından dolayı verimleri yüksektir. Dezavantajları ise çıkış yükünün endüktif olduğu durumlarda tranzistör üzerinde gerilim baskısı oluşturur. Çıkış gerilimi, sıfır ile Vd arasında dalgalanır[5,6]. Q1 + Is Vd L IL KONTROL DEVRESI VL Io Vo - D1 Ic C1 R Yük Şekil 3.2. Alçaltıcı çevricinin devre şeması 3.1.1. Sürekli akım çalışma durumu Şekil 3.3’te alçaltıcı tip çevirici için dalga şekilleri verilmiştir. Anahtar iletimde kaldığı ton süresi boyunca, anahtar endüktans akımını iletir ve diyot ters kutuplanır. Endüktans üzerindeki gerilim vL = Vd – V0 pozitif gerilim oluşmasına sebep olur. Bu gerilim, iL endüktans akımının doğrusal olarak artmasını sağlar. Anahtar kesime geçtiğinde endüktans üzerinde birikmiş enerji diyot üzerinden akar ve vL = – V0 dur. Sürekli çalışma durumunda dalga şekli bir periyottan diğerine tekrar etmek zorunda olduğundan ve bir periyotta endüktans üzerindeki ortalama gerilim sıfır olmak zorundadır. T = ton + toff olduğundan: T ton T 0 0 ton ∫ v L dt = ∫ v L dt + ∫ vl dt = 0 (Vd − V0 = t on = V0 (T − t on ) (3.1) V0 t on = =D Vd T (3.2) (Çalışma Oranı) 9 Şekil 3.3. Alçaltıcı çeviricinin dalga şekilleri Eş. 3.2’den görülüyor ki verilen giriş gerilimi için çıkış gerilimi anahtarın işlev çarpanı (D) ile doğru orantılı olarak değişmektedir. Bu değişim anahtarın çalışma oranı olarak 0-1 değerleri arasında değiştirerek sağlanmaktadır. Diğer her hangi bir devre parametresiyle ilgilisi yoktur. Devre elamanları ile ilişkili güç kayıplarını ihmal edersek, giriş gücü Pd çıkış gücüne P0’a eşit olur[5]. Pd = P0 (3.3) V d I d = V0 I 0 (3.4) I 0 Vd 1 = = Id V 0 D (3.5) 3.2. Yükseltici (Boost) Çevirici Düşük bir giriş geriliminden yüksek bir çıkış gerilimi elde etmek için kullanılan devre Şekil 3.4’de gösterilmiştir. Şekilden de görüleceği üzere L bobini giriş gerilimi 10 ile anahtar arasına seri bağlıdır. Anahtar iletime geçtiği zaman diyot ters kutuplanır ve akım endüktans üzerinde doğrusal olarak artmaya başlar. Bu durumda akım; [5] IL = Vd Ton L (3.6) olur. Bu akım aşağıda gösterilen değerde enerji depolar. E= 1 2 LI L 2 (3.7) L IL + Vd VL KONTROL DEVRESI D1 Io Vo - Q1 Is Ic C1 R Yük Şekil 3.4. Yükseltici çevricinin devre şeması Anahtar iletimde olduğu sürede yük akımı C1 kondansatörü tarafından sağlanır. Anahtar iletim süresi boyunca (TON) yük akımını, minimum gerilim azalması sağlayacak şekilde kondansatör seçilmelidir. Anahtar kesime geçerken endüktans üzerindeki akım sabit duruma girer ve endüktans gerilimi yön değiştirir. Böylece giriş gerilimi ile endüktans üzerindeki gerilim diyot yardımıyla kondansatörü doldurur ve yükü besler[6]. Pratikte, giriş geriliminden yüksek çıkış gerilimi sağlayan çeviricilerin fazla uygulama alanı olmadığından yükseltici tip çevirici alçaltıcı tip çeviriciye göre daha az kullanılır. Yükseltici çevrici genelde düşük güç (<10W) seviyelerinde kullanılır. Genel kullanım alanı bilgisayarlarda bulunan 5V gerilim seviyesini amplifikatörler için gerekli olan 12V veya 15V gerilim elde etmek için kullanılırlar[6]. 11 3.2.1. Sürekli akım çalışma durumu Sürekli akım durumu endüktans akımının sürekli olduğu durumdur. Sürekli durum için dalga şekilleri Şekil 3.5’de gösterilmiştir. Sürekli çalışma durumunda endüktans üzerindeki gerilim bir periyot boyunca integrali sıfır olmalıdır[5,7]. Şekil 3.5. Yükseltici çeviricinin dalga şekilleri Vd t on + (Vd − V0 )t off = 0 V0 T 1 = s = Vd t off 1 − D (3.8) (3.9) Devredeki kayıplar ihmal edildiğinde, Pd = P0 Vd I d = V0 I 0 I0 = (1 − D) Id (3.10) 12 3.3. Alçaltıcı Yükseltici (Buck-Boost) Çevirici Alçaltıcı yükseltici çeviriciye ait devre Şekil 3.6’de gösterilmiştir. Alçaltıcı yükseltici çeviricide çıkış gerilimi giriş gerilimine göre ters polariteye sahiptir. Bu nedenle ters polarite çıkışlı çeviricide denmektedir. Temel yapısı alçaltıcı ve yükseltici çevricinin ardı ardına eklenmesi ile oluşur. Sürekli durumda çıkış gerilimi iki çevricinin çevirme oranlarının çarpımına eşittir[5,6,7]. V0 1 =D Vd 1− D (3.11) Yukarıdaki eşitlikten de görüleceği üzere çıkış gerilimi giriş geriliminden küçük veya büyük olabilir. Anahtar iletimde iken diyot kesimde ve endüktansa enerji uygulanır. Anahtar kesimde iken girişten enerji uygulanmaz ve endüktans üzerinde birikmiş olan enerji çıkışa verilir[5,6]. D1 Io Q1 Is IL + Vd KONTROL DEVRESI Vo L VL Ic C1 R Yük - Şekil 3.6. Alçaltıcı yükseltici çeviricinin devre şeması 3.3.1. Sürekli akım çalışma durumu Endüktans akımı süreklidir ve dalga şekilleri Şekil 3.7’de gösterilmiştir. Endüktans üzerindeki gerilim bir periyot boyunca integrali sıfıra eşit olacağından[5]; Vd DTs + (−V0 )(1 − D)Ts = 0 (3.12) 13 V0 D = ve Vd 1 − D (3.13) I0 1− D = Id D (3.14) bulunur. Şekil 3.7. Alçaltıcı yükseltici çeviricinin dalga şekilleri 3.4. Transformatörlü (Yalıtımlı) Çeviriciler Transformatörlü çeviriciler anahtarlamalı güç kaynaklarında elektriksel yalıtımı ve çıkışta daha farklı gerilim değerleri sağlamak için bobin yerine transformatör kullanılan çeviricilerdir. Anahtarlamalı güç kaynağının en önemli elemanı kullanılan transformatördür. Transformatör zamanla değişen ortak bir akı ile birbirini kavrayan iki veya daha fazla sargıdan oluşur. İdeal bir transformatörde gerilimler ile sarım sayısı arasında Eş. 3.15’deki gibi bir bağıntı vardır[5,6]. 14 Vp Vs = Np Ns (3.15) Vp transformatör giriş gerilimi Vs transformatör çıkış gerilimi Np transformatörün giriş tarafı sarım sayısı Ns transformatörün çıkış tarafı sarım sayısı Tasarlanması düşünülen güç kaynağının topolojisi seçildikten sonra, verilecek ikinci önemli karar ise çeviricinin çalışma frekansının ve transformatör nüvesinin seçimi olmaktadır. Transformatör nüvesi istenilen verim için, maksimum çıkış gücünde ve mümkün olduğunca küçük boyutlarda olmalıdır. Frekans ve transformatör nüvesinin seçimi yapıldıktan sonra, istenen çıkış gücü için, bu çıkış gücüyle ve transformatör parametreleri olan demir alanı, bobin sargı alanı, tepe akı yoğunluğu, çalışma frekansı, bobin akı yoğunluğu gibi değerler arasındaki ilişkilerin bilinmesi gerekmektedir. Bu eşitlikler, çalışma frekansının ve transformatör nüvesinin seçimi için kullanılabilecektir. Fakat bu eşitliklerde, frekans ve nüvenin doğru bir şekilde seçilmesinde, istenen çıkış gücü ve bazı nüve parametreleri için tecrübeye dayanan tahminlere ihtiyaç duyulmaktadır. Birbirleriyle ilişkili bu parametrelerin, istenilen sonuçlar elde edilinceye kadar birçok kez yeniden hesaplanması gerekebilir. Bunun yerine nüve üreticilerinin vermiş olduğu grafiklerden faydalanmak daha kısa sürecektir[6,7]. Şekil 3.8’te güç kaynaklarının çıkış gücüne göre uygulanması tavsiye edilen çevirici tipleri gösterilmiştir. Güç kaynağının tasarımında kullanılacak olan çevrici tipinin belirlenmesinde, tasarım için geçen süre, tasarımdan sonra yapılması için geçen süre, işçilik masrafları, güç kaynağında kullanılan elemanların maliyetleri ve bu gibi unsurlar göz önünde bulundurularak elde edilmiştir[9]. 16 3.4.1. İleri-yön (forward) çevirici D3 Vs . Nr Vdc Vso IL L1 Vo VL . + D1 D2 Ns Ip. C1 R Yük Np VQ1 Q1 - KONTROL DEVRESI Şekil 3.9. İleri-yön çevirici devre şeması Şekil 3.9’da gösterilen ileri-yön çevirici, alçaltıcı tip çeviriciden türetilmiştir. İleri yön çevirici, DC giriş gerilimi 60V ile 200V arasında, çıkış gücünün 150W 200W arasında olduğu durumlarda çok sık kullanılan bir DC-DC çeviricidir. Maksimum DC giriş gerilimi 250V’ un üzerinde olduğu durumlarda tranzistör maksimum gerilime maruz kalmaktadır. İleri yön çevirici, itme-çekme çevirici yapısına göre daha gelişmiştir. İleri yön çeviricide kullanılan tranzistörün bir tane olması devrenin maliyeti ve devre boyutunun daha küçük olmasından dolayı itme-çekme çeviriciye göre daha avantajlıdır. İleri yön çevricide, itme-çekme yapısında kullanılan ikinci tranzistörün yerini D1 diyotu kullanılır. İleri-yön, itme-çekme ve alçaltıcı çeviricilerde güç, güç tranzistörü iletimdeyken yüke taşınmaktadır. Geri-yön ve yükseltici çeviricilerde ise, tranzistör iletimdeyken transformatörün girişinde enerji depolanır ve depolanan bu enerji tranzistör kesime geçtiğinde yüke aktarılır. Böyle çeviriciler sürekli veya süreksiz durumda çalışabilmektedir[5,6,10]. TON durumundayken Q1 tranzistörü iletimdedir ve bu durumdayken D1 ve D2 doğrultucuların katotlarındaki gerilim seviyesi en yüksek değerini alır. Q1 tranzistörü üzerindeki gerilim düşümünü (yaklaşık 1V) ve D1 diyotu üzerinde düşen gerilim VD1 17 olarak dahil edildiğinde en yüksek gerilim seviyesi olan Vso şu şekilde hesaplanabilir; ⎡ N ⎤ VSO = ⎢(Vdc − 1). s ⎥ − VD1 N p ⎥⎦ ⎢⎣ (3.16) Q1 tranzistörü iletime girdiği zaman transformatörün giriş sargılarında doğrusal bir akım artışı olur. Transformatörün çıkış sargıları da aynı polaritede olduğundan D1 diyodu ile yüke aktarılır. Bu sırada Li bobini üzerinde enerji depolanmaya başlar. Q1 tranzistöru kesime geçince çıkış sargıları ters kutuplanır, D1 diyotu kesime gider ve Li bobini üzerinde birikmiş olan enerji D2 diyotu ile yüke aktarılır[6,11]. Çeviricinin çıkış gerilimi ise ⎡ ⎤T N VO = ⎢((Vdc − 1). s ) − Vd ⎥ ON Np ⎢⎣ ⎥⎦ T (3.17) Q1 tranzistöru kesime girdiğinde transformatörün çekirdeği üzerinde oluşan manyetik enerji D3 diyotu ile kaynağa geri gönderilir ve transformatörün mıknatıslığı giderilir. Aksi durumda transformatörün çekirdeğinde biriken enerji çeviricinin hatalı çalışmasına sebep olabilir. İleri yön çeviricide, Nr reset sarım sayısı ile Np güç sargısının sarım sayısı birbirine eşittir[6,11]. Np ve Nr (reset sargısı) eşit sarım sayısındayken D3 diyotu devrede bulunmasaydı, Nr ’nin noktalı ucu negatif olacaktı. Böylece Np’nin noktasız olan ucu yeteri kadar pozitif olduğunda Q1 tranzistöru yanacaktır. Transformatörün kaçak endüktansı ihmal edildiğinde Nr ve Np sargılarında oluşan gerilim oluşan gerilim Vdc’dir. Np ’nin noktasız olan ucu ve Q1 tranzistörünün kollektöründe gerilim 2Vdc olur[6]. Giriş sargı NP sarım sayısı ile reset NR sarım sayısıdan az veya fazla sarılması durumunda bazı avantajlar ve dezavantajlar vardır. Eğer NR NP ’den az seçildiği 18 durumda tepe akımı gereken çıkış gücü için hesaplanan değerden daha az olmaktadır. Fakat Q1 tranzistörü kesimdeyken, maksimum gerilim düşümü hesaplanan değerden daha fazla çıkmaktadır. Eğer NR, NP ’den daha büyük seçildiği durumda ise tepe akımı gereken çıkış gücü için hesaplanan değerden daha fazla olmaktadır. Fakat Q1 tranzistörü kesimdeyken maksimum gerilim düşümü hesaplanan değerden daha az çıkmaktadır. Şekil 3.10’de ileri-yön çeviricisine ait dalga şekilleri görülmektedir[6]. Şekil 3.10. İleri-yön çevricinin dalga şekilleri 3.4.2. Yarım köprü çevirici Yarım köprü çevirici kullanılan tranzistörler, DC giriş gerilim değerine eşit bir gerilim düşümüne maruz kalmaktadırlar. Yarım köprü çevirici, itme-çekme 19 çeviricide, tek çıkışlı ileri-yön çevricide, paralel ileri-yön çevricideki gibi iki katı gerilime maruz kalmaz. Yarım köprü çevirici giriş gerilimin 220V AC olduğu Avrupa da geniş bir kullanım alanına sahiptir. Yarım köprü devre şekli Şekil 3.11’de gösterilmiştir. Bu devrenin giriş gerilimi 120V AC veya 220V AC olsa bile DC doğrultucu çıkışı her zaman 320V ’luk gerilime sahip olacaktır. S1 anahtarı giriş gerilim değerine göre ayarlanır. Giriş gerilim değeri 220V AC ise S1 anahtarı üst konumda, eğer giriş gerilim değeri 120V AC ise S1 anahtarı alt konunda olmalıdır. Giriş konumu 220V AC alındığında C1 ve C2 seri bağlı duruma geçer ve tam dalga doğrultucu olarak çalışır. Böylece DC doğrultucunun tepe gerilim değeri [(1,41)*(220)]-2=308V olmaktadır. Giriş konumu 120V AC alındığında devre gerilim katlayıcı olarak çalışır[6,7]. D1 D2 C1 Vdc A 220V 120V-220V AC S1 120V B D3 D4 D1 Q1 Cb IL + Vs . .Ns . Np L1 Vo VL R C1 Yük D2 C2 - Q2 KONTROL DEVRESI Şekil 3.11. Yarım köprü çeviricinin devre şeması İlk yarım periyotta D1 diyotu üzerinden C1 kapasitesi [(1,41)*(120)]-1=168V’a şarj olur. Diğer periyotta ise C2 kapasitesi D2 diyotu vasıtasıyla 168V’a şarj olur. C1 ve C2 kapasiteleri seri bağlı olduğu için toplam DC gerilim 336V olur. C1 ve C2 kapasitesi sıfır ile giriş geriliminin tam orta noktasını tespit ederler. Q1 tranzistörü iletime girdiğinde (Vdc/2)V, Q2 tranzistörü devreye girdiğinde giriş sargılarına (-Vdc/2)V uygulanır. Giriş gerilimi ile çıkış gerilimi arasındaki bağıntı şöyledir. V0 = Ns DVdc Np (3.18) 20 Şekil 3.11’de Cb kondansatörünün girişe seri bağlandığı görülmektedir. İtme-çekme çevirici ve yarım köprü çeviricide kullanılan bu kondansatörün amacı dengesiz akı problemlerinden etkilenmemek içindir. Dengesiz akı, nüve histerisiz eğrisinde bir yöne doğru çalışırken gerilim zaman değerinin girişten geçtiği sırada karşıt yönde bir hareket olduğunda meydana gelmektedir. C1 ve C2 kondansatörlerinin birleştiği noktadaki gerilim giriş geriliminin tam yarısı değildir. Q1 tranzistörü iletimde iken giriş sargılarında oluşan gerilim, Q2 tranzistörünün iletimde iken giriş sargılarında oluşan gerilimden farklıdır. Bu durumda dengesiz akılardan dolayı nüve doyuma gidebilir ve bunun sonucunda tranzistör yanar. Girişe böyle bir kondansatör bağlanılarak bu durum engellenebilir. Kondansatörün değeri ise şöyle hesaplanır[6]. Cb = (I PFT )(0,8T / 2) dV (3.19) Giriş gerilimi 120V AC olduğunda çıkış gücü 400W ile 500W arasındadır. Yarım köprü çevirici çıkış gücü 1000W çıkabilir, bu durumda 12A akım gerekmektedir. Birçok bipolar tranzistörlerin bu akım değerlerinde hızı ve aynı zamanda kazançları da çok düşüktür. Gerekli olan akım ve gerilim değerleri karşılayan mosfetler kullanılabilir fakat ticari açıdan çok pahalı olmaktadır. 500W üzerindeki uygulamalarda tam köprü çevirici daha uygundur[6]. 3.4.3. Tam köprü çevirici Tam köprü çevirici yapısı Şekil 3.12’de gösterilmiştir. Tam köprü çevirici çalışma şekli yarım köprü çevirici ile aynı özelliktedir. Tam köprü çeviricinin çıkış gücü yarım köprü çeviricinin iki katı kadardır. Bundan dolayı transformatörün giriş sargıları yarım köprü çeviricinin iki katı seçilmek zorundadır. Tam köprü çevirici yüksek akım ve gerilim gerektiren uygulamalarda daha çok kullanılır. Tam köprü çeviricinin dezavantajı tranzistör sayısının fazla olmasıdır. Buda maliyet ve devre boyutunu olumsuz yönde etkilemektedir. Bu çevirici çalışması çapraz olarak yerleştirilmiş olan Q1 ile Q2 ve Q3 ile de Q4 tranzistörü eş zamanlı olarak iletime 21 girer, iletimden kesime geçer. Q1 ile Q2 iletime geçirildiğinde transformatörün girişinde Vdc, Q3 ile Q4 iletime geçirildiğinde ise –Vdc gerilimi oluşur[6,11]. Q1 IL D1 + Q3 + Vs Np Vdc Vo L1 VL Ns C1 Cb R Yük D2 - Q4 Q2 KONTROL DEVRESI - Şekil 3.12. Tam köprü çeviricinin devre şeması Giriş gerilimi ile çıkış gerilimi arasındaki bağlantı şöyledir. V0 ≈ Vdc N s 2t ON [5,6]. Np T (3.20) 3.4.4. Geri-yön çevirici Geri-yön çeviriciler 5 ile 150 W arası çıkışı olan güç devrelerinde, çıkış geriliminin yüksek ( ≤5000 V <15 W ) olduğu devrelerde daha yaygın olarak kullanılmaktadır. Giriş sargı akımı çok olmamak ve DC giriş gerilimi yüksek (>160 volt ) olmak koşulu ile 150 W’ın üzerinde olan güçlerde de kullanılmaktadır. Kullanılan eleman sayısının az olması buna bağlı olarak ekonomik olmasından dolayı düşük gerilim ve orta güç uygulamalarında çok kullanılan bir çeviricidir. Çok çıkışlı güç kaynaklarında bu çevirici yapı çok sık kullanılmaktadır[6,12]. Geri-yön çevirici yapısı Şekil 3.13’de gösterilmiştir. Geri-yön çeviricilerde anahtar iletimde iken; transformatörde enerji depolanır ve yük akımı bir çıkış süzgeç kapasitörü tarafından sağlanır. Anahtar kesime girince transformatörde biriken enerji, 22 yükü ve süzgeç kapasitörünü besler. Geri-yön çeviricilerde güç anahtarı olarak çoğu zaman mosfet kullanılır. Geri-yön çeviricin en büyük avantajı, bütün ileri (forward) topolojileri için gereken çıkış süzgeç bobinine ihtiyaç göstermemesidir. Özellikle çok çıkışlı güç kaynakları için hem alandan hem de maliyetten tasarruf sağlar. Diğer bir avantajı ise ileri-yön çeviriciye göre çıkış gerilimini daha iyi izlerler. Geri-yön güç kaynağı düşük güçlerde daha avantajlıdır çünkü transformatör enerjinin depo edilmesi, izolasyonu ve gerilim dönüşümünü sağlayan tek manyetik elemandır. İleri yön ve diğer çeviricilerle karşılaştırıldığında daha az manyetik elemana sahiptir[6,11]. Vs Ip . + Np Vdc Vo D1 Ns . C1 Is KONTROL DEVRESI R Yük Q1 - Şekil 3.13. Geri-yön çeviricinin devre şeması Diğer avantajları ise şöyledir; geniş giriş gerilim aralığında çalışır, bir veya birden daha fazla DC çıkış elde edilir, çıkış voltajı girişten büyük veya küçük olabilir, çıkış voltajı pozitif veya negatif olabilir. Bu özelliklerinden dolayı televizyon güç kaynaklarının birçoğunda bu çevirici kullanılmaktadır[6,7,12]. Diğer çevirici tipleri ile karşılaştırılması Geri-yön çeviricinin düşük güçlerde alternatifi olan çevirici tipleri ise doğrusal güç kaynakları, alçaltıcı, yükseltici ve ileri-yön gibi diğer çeviricilerdir. Doğrusal güç kaynağının genel yapısı Bölüm 2’de anlatılmıştır. Bu kaynak türü ucuz ve yapısının basit olmasına karşılık, büyük hacim, büyük ağırlık, düşük verim ve dar giriş gerilim aralığında çalışması vb. dezavantajlara sahiptir. 23 Düşük çıkışlı çeviricide giriş gerilimi ile çıkış gerilimi arasında bir izolasyon yoktur. Çıkış voltajı girişten küçüktür, pozitif çıkış gerilimi üretir. Yüksek çıkışlı çeviricide giriş gerilimi ile çıkış gerilimi arasında izolasyon yoktur. Çıkış voltajı girişten büyüktür, pozitif çıkış gerilimi üretir. Çok anahtarlı çeviriciler itme-çekme, yarım köprü, tam köprü, iki tranzistörlü ileriyön çeviricilerdir. Bu çeviricilerde iki tane güç anahtarı kullanılır. Bu çeviricilerin yapıları karmaşık ve pahalıdır. Bu çeviriciler düşük güçler için uygun değildir, 200W’tan birkaç kW kadar olan güçlerde kullanılır[12]. Rezonanslı çeviriciler 100 KHz’den yüksek frekanslarda çalışır ve diğer çeviricilere göre daha fazla eleman gerektirir. Maksimum gerilim ve akım baskısı diğer çeviricilere göre daha fazladır. Sıfır akım ve sıfır gerilimde anahtarlama topolojisi kullanılır. Sıfır akım ve gerilimde anahtarlama yapmak için ilave devreler kullanılır ve devre daha karmaşık bir hale gelir. Rezonanslı çeviriciler düşük güçlerde ekonomik olmadıklarından dolayı tercih edilmez[12]. Geri-yön çeviricide doğrultucu çıkış kondansatörünün bulunması AC şebeke gerilimi tam dalga doğrultucu ile doğrultularak süzgeç kondansatörü olan CIN ile süzülerek elde edilen DC bara gerilimi üzerindeki dalgalanma Şekil 3.14’de gösterilmiştir. VACMIN gerilimi minimum DC voltaj VMIN’i belirler ve güç kaynağı tasarımında önemli bir parametredir. Bu kondansatör değeri, 90 ≤ VDCmin < 240V olduğunda çıkış gücü 2~3 µF/Watt ile çarpılarak bulunur. VDCmin ≥ 240V olduğunda ise çıkış gücü 1 µF/Watt ile çarpılarak bulunur. CIN kondansatörün büyük seçilmesi ile VMIN geriliminin artması ve gerilim dalgalanmasında oluşan azalma kondansatöre ödenen bedeli karşılamaz. Küçük seçilmesi durumunda ise güç anahtarı üzerinde oluşacak tepe akımlar artar ve kullanılan güç anahtarın fiyatı artar. Aşağıda verilmiş olan denklem kullanılarak gereken CIN değeri bulunabilir. Eşitlikteki tC süresi 3 ms alınır[12,13]. 24 Şekil 3.14. Doğrultucu çıkış gerilimi dalga şekli 1 − tC ) 2*fL η * C IN 2 * Po ( 2 VMIN = 2 * VACMIN − (3.21) Po = Çıkış gücü FL = Hat frekansı η = Verim (belli değilse 0,8 alınabilir) VMIN = Minimum DC gerilim VACMIN = Minimum AC gerilim Geri-yön çeviricide süreksiz iletim durumu Şekil 3.13’deki yapı aşağıdaki gibi çalışmaktadır. Çıkış geriliminin yükten ve şebeke gerilim değişimlerinden etkilenmemesi için çıkış geriliminden alınan örnekler referans gerilimi ile karşılaştırılır ve sonuç DC kontrol ünitesine gönderilir. DC voltaj kontrol ünitesi de anahtarın ton süresini belirler. Q1 tranzistörü iletime girdiğinde transformatör enerji depolar, noktalı uçlar pozitif olduğu için çıkış kısımdaki diyot ters kutuplanır ve kesime geçer. Yük enerji akışı, depolayıcı süzgeç olan C1 kondansatörü tarafından sağlanır. C1 kondansatörü yük akımının maksimum dalgalanmalarını karşılayacak şekilde seçilmelidir. Q1 tranzistörü kesime geçtiğinde manyetik alan birdenbire düştüğü için transformatörün giriş sargılarında polarite yön değiştirir ve D1 diyotu iletime girer. D1 diyotunun iletime girmesi ile birikmiş olan bu enerji çıkış yükünü ve çıkış kondansatörünü besler. Q1 tranzistörü iletimde olduğu süre boyunca transformatörün giriş sargılarında dI/dt=(Vdc-1)/Lp doğrusal 25 bir akım artışı olur. İletim süresi sonunda giriş sargı akımı ise Ip=( Vdc -1)* TON/Lp olur. Bu durumda depolanan enerji[6]; E= L P (I p ) 2 (3.22) 2 Q1 tranzistörü kesime geçtiğinde giriş sargı akımı çıkış sargılarına transfer edilir. Is= Ip(Np/Nm) dir. Bir periyot sonunda Vdc çekilen güç[6]; P= L P (I p ) 2 (3.23) 2T 2 [ (Vdc − 1)(Ton )] P= 2TL P (Vdc Ton ) 2 ≈ 2TL p (3.24) Geri-yön çeviricide giriş ile çıkış arasındaki gerilim ilişkisi şöyledir[6]. Pin = (Vdc Ton ) 2 2TL p (3.25) PQ = (V0 ) 2 Ro (3.26) Bu iki eşitlikten V0 = Vdc Ton R 0 PQ 2Pin TL p (3.27) olur. Eğer çeviricinin verimi %80 olduğunu varsayarsak V0 = Vdc Ton R0 2,5TL p (3.28) 26 Şekil 3.15. Süreksiz durumdaki geri-yön çeviricinin dalga şekilleri Süreksiz durumda çalışan bir çevirici tasarlarken yapılması gerekenler şunlardır. Birinci yapılması gereken uygun bir giriş sargı ve çıkış sargısı (Np/Ns) dönüştürme oranının tespit edilmesi gerekir. Dönüştürme oranı anahtar üzerinde oluşacak gerilim düşümü bulunmasında kullanılır. Anahtar üzerindeki gerilim düşümü Vms = Vdc + Np Ns (V0 + 1) (3.29) olur. Çıkış yükündeki değişmelere karşı TON süresi değiştirilerek çıkış sabit tutulmaya çalışılır. Çıkış yükü Ro beklenmedik düşümlere karşı 0,2T aralığı bırakılır. Artan DC yük akımı veya azalan Vdc’ye karşı TON süresi artırılır. Bu artan TON süresi ölü zamanın azalmasına sebep olur. Anahtar çıkış akımı sıfıra düşmeden devreye girer ve sürekli durum başlar. DC çıkış kontrol ünitesi süreksiz duruma göre 27 tasarlandığından devre kararsız duruma geçer. Bundan dolayı devrenin kesintili çalıştığından emin olunmalıdır. Devrenin süreksiz durumda kaldığından emin olunmalıdır ki, istenen maksimum çıkış gücünü üreten maksimum çalışma zamanı hesaplansın ve maksimum çalışma zamanı şöyle olur[6]. Ton = (Vo + 1)( N P / N sm )(0,8T) [6] (Vdc − 1) + (Vo + 1)( N P / N sm ) (3.30) Minimum DC giriş gerilimine ve çıkış direncine karşılık giriş sargı endüktansı ise şöyle hesaplanır[6]. R ⎛ Vdc Ton LP = 0 ⎜ 2,5T ⎜ V0 ⎝ 2 ⎞ (V T ) 2 ⎟ = dc on [6] ⎟ 2,5T P0 ⎠ (3.31) Tranzistör üzerinden geçecek maksimum tepe akımı ise; Ip = Vdc Ton Lp [6] (3.32) Giriş sargısı rms akımı ve kablo kesiti ise; I rms ( giriş ) = IP 3 Ton [6] T (3.33) Her rms amper için gerekli dairesel mil sayısı 500I rms ( giriş ) = 500 Ip 3 Ton [6] T Çıkış rms akımı ve kablo kesiti ise; (3.34) 28 I rms ( çııkı ) = I P ( N P / N s ) 0,8T − Ton , 500*Irms(çıkış)[6] T 3 (3.35) Süreksiz iletim durumlu bir geri-yön çevirici tasarımı Vs . Ip Np + 40V - 60V 50kHz Vdc KONTROL DEVRESI D1 Vo = 8V Ns . C1 Is R 8W-100W Q1 - Şekil 3.16. 100W gücünde süreksiz durumda çalışan geri-yön çevirici Geri-yön çevirici tasarımında verilenler. Vo = 8 V , Vdc(mak) = 60 V Po(mak) = 100 W Vdc(min) = 40 V Io(mak) = 12,5 A , Io(min) = 1A Anahtarlama frekansı = 50 kHz [6] İlk olarak transformatörün dönüştürme oranı bulunur. Bunun için kullanılacak olan tranzistör üzerindeki gerilim düşümü 120 V olarak tercih edilir. Buna ek olarak %25 kaçak darbe gerilimi ve bunun üzeride bir emniyet gerilimi(50 V) ilave edilerek 200 V bir tranzistör seçilir. Dönüştürme oranı ise 120 = 60 + Np Ns Np Ns (8 + 1) = 6,7 Maksimum iletim süresi 29 Ton = Lp = IP = (Vo + 1)( N P / N sm )(0,8T) 9 *11,11 * 0,8 = = 9,7μs . (Vdc − 1) + (Vo + 1)( N P / N sm ) ((40 − 1) + 9 *11,11)50000 (Vdc Ton ) 2 2,5TP0 Vdc Ton LP I rms ( primer ) = = = (40 * 0,115 *10 −6 ) 2 = 30μH 2,5 * 20 *10 −6 *100 40 * 9,7 *10 −6 = 12,93A 30 *10 −6 IP Ton 3 T = 12,93 3 * 9,7 = 5,2A 20 Gerekli giriş sargısı DM I ( primer.DM ) = 500 * 5,2 = 2600 _ DM I rms ( sekonder ) = I P ( N P / N s ) 0,8T − Ton 12,93 * 6,7 0,8 * 20 − 9,7 = = 28,07A T 20 3 3 DM sayısı 500*28,07=14,035’dür. Bu çapta bir kablo elde etmek için birbirine paralel bağlı küçük çapta teller kullanılabilir. Çıkış kapasitesi, belirtilen minimum çıkış dalgalanmasına göre hesaplanır. Maksimum çıkış akımında tranzistörün 9,7µS iletimde olduğu süre boyunca, süzgeç kapasitesi Co 10,3 µS için 10 A yükü karşılar. C0 = I (T − Ton ) Vr (3.36) 0,05 V gerilim düşümü için C0 = 10(10,3 * 10 −6 ) = 2000uF olur. 0,05 Sürekli akım çalışma durumu Geri-yön çeviricilerdeki sürekli iletim durumu ile süreksiz iletim durumu arasında birbirinden farklı iki önemli nokta vardır. Bunlar transformatör mıknatıslanma 30 endüktansı ve yük akımıdır. Süreksiz iletim durumunda çıkış akımı rampa şeklinde aşağı doğru zayıflar ve sıfıra düşer. İletim süresince giriş sargılarında depolanmış enerji çıkış sargılarına tamamıyla verilir. Sürekli iletim durumunda ise güç tranzistörü kesimde iken girişte depolanmış olan enerji çıkışa verilir. Giriş sargılarında bulunan enerji bitmeden tranzistör iletime girer ve sürekli durum başlar[6]. Bu iki durum, önemli farklılıkta uygulama alanına ve kullanımlara sahiptir. Ama süreksiz durumda çıkış tepe akımı, sürekli durumdaki akımın 2 ile 3 katı arasında olabilir. Bundan dolayı daha güçlü, pahalı bir tranzistöre ihtiyaç vardır. Süreksiz iletim durumunun bu gibi dezavantajları olmasına rağmen süreksiz çalışma durumu sürekli çalışma durumuna göre daha çok kullanılır. Bunun iki önemli sebebi vardır. Birincisi transformatör mıknatıslanma endüktansı düşük olduğundan yük akımında ya da giriş gerilimindeki değişimlere daha hızlı cevap verir. İkincisi sürekli durumda hata yükselticindeki bant genişliğinin geri besleme döngüsünün kararlı olması için azaltılmalıdır[6]. Sürekli durumda çıkış gerilimi ile iletim süresi arasındaki ilişki Güç tranzistörü iletimde iken, giriş sargıları üzerinde enerji depolanır. Tranzistörün kesime girmesiyle birlikte giriş sargısı ve çıkış sargı gerilimlerin polaritesi değişir. Çıkışta bulunan diyot iletime geçer ve yükü beslemeye başlar. Giriş sargı akımı sıfıra düşmeden tekrar tranzistör iletime girer. Vo çıkış gerilimi şöyle olur. ⎡ (Vdc − 1)( N S / N P ) ⎤ Vo = ⎢ ⎥ −1 (T / t on ) − 1 ⎦ ⎣ (3.37) Çıkış geriliminin ayarlanması süreksiz durumda olduğu gibi, giriş gerilimi yükselirse TON süresi kısalır, giriş gerilimi düşerse TON süresi artırılarak çıkış gerilimi kontrol edilir. Çıkış gücü ise çıkış sargı akımının darbelerinin ortalaması ile çıkış geriliminin çarpımına eşittir. Icsr’nin çıkış sargı akımının ortalaması olarak kabul edilirse; 31 P0 = V0 I csr I csr = t off = V0 I csr (1 − t on / T) T P0 (3.38) (3.39) V0 (1 − t on / T) Çeviricinin verimini %80’lik olduğu bir durum için Po=0,8Pin ve Icpr, giriş sargı akımının ortalama değeri olarak kabul edilirse; Pin = 1,25P0 = Vdc I cpr I cpr = (3.40) 1,25P0 (3.41) (Vdc )( t on / T) (I cpr ) = dI P = t on T 1,25P0 dI P 2 (Vdc )( t on / T) (3.42) 2,5P0 (3.43) (Vdc )( t on / T) Giriş sargı endüktansı Lp ise şöyle olur; LP = (Vdc − 1) t on dI P = (Vdc − 1)(Vdc )( t on ) 2 2,5P0 T (3.44) Sürekli ve süreksiz durum arasındaki farklar bir örnekle daha kolay anlaşılacaktır. Bir telefon endüstrisinde güç kaynağı olarak 50 kHz’te çalışan 50W ve 5V çıkışlı geri-yön çevirici düşünelim. Giriş gerilimi değerleri 38 V DC minimum, 60 V DC maksimum, 10 adet çıkış gücü ve her bir çıkış gücünün 5 W olduğu varsayalım. Önce süreksiz iletim durumu için çözüm uygulanırsa; 120 = 60 + Np Ns (5 + 1) 32 Np Ns = 10 Ton = (Vdc Ton ) 2 Lp = IP = (Vo + 1)( N P / N sm )(0,8T) 6 * 10 * 0,8 = = 9,89μs (Vdc − 1) + (Vo + 1)( N P / N sm ) ((38 − 1) + 6 * 10)50000 2,5TP0 Vdc Ton LP I S( peak ) = I p = (38 * 9,89 *10 −6 ) 2 = = 56μH 2,5 * 20 *10 −6 * 50 38 * 9,89 *10 −6 = 6,71A 56 *10 −6 Np Ns = 6,71A * 10 = 67A Sürekli iletim durumunu için çözüm uygulanırsa; ⎡ (Vdc − 1)( N S / N P ) ⎤ ⎡ 37 *1 / 10 ⎤ T Vo = ⎢ = 1,62 ⎥ −1 ⇒ 5 = ⎢ ⎥ −1 ⇒ ( T / t ) 1 t − ( T / t ) 1 − on on ⎣ ⎦ on ⎣ ⎦ t on = 12,35 µs ve t off = 7,65 µs olur. Icsr = 50/(5*(1-0,617)) = 26,13A’dir. Ve DC çıkış akımına eşit olması gereken çıkış sargı akımı darbe ortalaması; I (sekonder −ortalama ) = I csr ( t off / T) = 26,13 * 7,65 / 20 = 10,0Α ’dir. I cpr = LP = 1,25P0 (Vdc )( t on / T) ⇒ I cpr = (Vdc − 1)(Vdc )( t on ) 2 2,5P0 T 1,25 * 50 ⇒ I cpr = 2,67 A 38 * (12,35 / 20) ⇒ Lp = 37 * 38 * (12,35e − 6) 2 ⇒ L p = 857μH 2,5 * 5 * 20e − 6 Sürekli iletim durumu ile süreksiz iletim durumu arasındaki farklılıklar tablodan daha açık bir şekilde görülmektedir. 33 Çizelge 3.1. Geri-yön çeviricilerde sürekli ve süreksiz durumlara ait devre parametreleri[6] Süreksiz Sürekli Giriş sargı endüktansı 56 µH 857 µH Giriş sargısı tepe akımı 6,71 A 2,67 A Çıkış sargısı tepe akımı 67,0 A 26,13 A İletim Süresi 9,89 µs 12,35 µs Kesim Süresi 6,11 µs 7,65 µs Söndürme Devreleri Bir söndürme devresi, güç elektroniği çeviricisinde anahtarlama sırasında bir yarı iletken eleman üzerinde yer alan elektriksel zorlamaları yarı iletkenin nominal değerlerine indirmektir. Söndürme devresi aşağıda verilen anahtarlama zorlanmalarını emniyetli seviyelere indirir: 1. Kesime gitme sırasında elemana uygulanacak gerilimi sınırlar. 2. İletime geçme sırasında eleman akımlarını sınırlar. 3. İletim sırasında elemandan geçen akımın yükselme hızını sınırlar. 4. Kesimde veya ileri yöndeki tıkama geriliminin elemanlara yeniden uygulanma süresince eleman uçlarındaki geriliminin yükselme hızını(dv / dt) sınırlar[5]. Sınırlama devreleri sadece ani voltaj yükselmelerini indirgemek için kullanılırlar. Anahtar üzerindeki dv / dt üzerinde hiçbir etkisi yoktur. Bundan dolayı yarı iletken ve kondansatörlerde dayanma gerilimlerin indirgenmesinde çok faydalıdır. Sınırlama devresi ile sönümleme devresi arasındaki fark Şekil 3.17’de gösterilmiştir[14]. EK3’te çeşitli söndürme ve sınırlama devreleri verilmiştir. Transformatörlü güç kaynaklarında anahtarın kesime geçmesiyle ani gerilim dalgalanmaları oluşmaktadır. Bu gerilim dalgalanmaları transformatörün kaçak endüktansından kaynaklanmaktadır ve kullanılan RCD sınırlama devresi ile bu 34 dalgalanma bastırılır. RCD devresinin hesaplanması için kullanılan transformatörün kaçak endüktansının bilinmesi gerekir. Bu değerin bulunması hesaplanarak ya da kısa devre testi ile bulunabilir. RCD sınırlama devresi Şekil 3.18’de gösterilmiştir. RCD devresi Dc diyotu, Rc direnci ve Cc, kondansatöründen oluşmaktadır. Anahtarın kesime girmesiyle birlikte Ll üzerinde birikmiş olan enerji Dc diyotu üzerinden geçerek Cc kondansatörüne transfer edilir ve Rc direnci üzerinde harcanır. Hesaplanan uygun bir Rc, Cc ile bu dalgalanma sınırlandırılır[15]. Şekil 3.17. Söndürme ve sınırlama devresinin sinyal üzerindeki etkisi[14] Transformatörlerde oluşan kaçak endüktans değeri genellikle transformatörün giriş endüktansının %2-%5’i arasında olmaktadır[16]. VDSS > VDC + VCc (3.45) olmalıdır. Yukarıdaki eşitlikte VDSS kullanılan tranzistörün kırılma gerilimi, VDC DC besleme gerilimi ve VCc sınırlama kondansatör gerilimidir. 1 = PRc Ts (3.46) 1 L l (I ptepe ) 2 2 (3.47) Pl = Wl Wl = VRc ( t 1 ) = VCc ( t 1 ) = γVDS,MAX − VDC (3.48) 35 Rc = (VRc ( t 1 )) 2 Pl (3.49) C c ⟩⟩ Ts / R c (3.50) Pl kaçak endüktans üzerinde biriken enerji, Ts Anahtarlama periyotu, VDC,MAK anahtar üzerindeki maksimum gerilim düşümü, γ gerilim koruma sabiti γ 0,8-0,95 arasında bir değer seçilebilir[15]. Şekil 3.18. RCD sınırlama devresi[15] Geri-yön çevirici mıknatıslanmaları Geri-yön çeviricilerde giriş sargılarda akım akarken çıkış sargılarından akım akmaz. Bu özelliğinden dolayı ileri-yön çeviriciden farklıdır. İleri-yön çeviricide giriş sargı akımı bir nokta ucundan girer ve çıkış sargılarının nokta ucundan çıkar. Giriş sargılarında enerji depolanmayıp çıkış sargılarına transfer edilir bundan dolayı nüveyi histerezis bandının üstüne çıkarmaz. Bu tip çeviricilerde nüveyi histerezis bandının üstüne süren ve doyuma götüren mıknatıslanma akımıdır. Bu mıknatıslanma akımı ise toplam giriş sargı akımının (en fazla %10) küçük bir parçasıdır[6]. 36 Şekil 3.19. Güç transformatörlerinde kullanılan nüve şekilleri: a)EE nüve; b)EC ve ETD nüve; c)PQ nüve; d)RM nüve; e)Pot nüve; f)LP nüve[6] Bir geri-yön çeviricide, (Bkz. Şekil 3.15) gösterilen tam üçgen giriş sargı akımı çıkış sargıları amper dönüşleri tarafından iptal edilmediğinden nüveyi histerizis seviyesinin üstüne götürür. Böylece her düşük çıkış gücünde bile, nüve hemen hemen doyuma gider ve bunu önlemek için hiçbir şey yapılmamışsa tranzistör zarar görür. Geri-yön çeviricilerde kullanılan transformatör nüvenin doyuma gitmesini engellemek için hava boşluğu bırakılır. Hava aralıklı nüve iki tipten biri olabilir. Bu bir bilinen hava aralığı uzunluklu bir som ferrit nüve ya da pot tip nüvedir. Bilinen hava aralığı uzunluğu EE ’deki merkez bacağından aşağısı öğütülerek elde edilir. Bu bilinen hava uzunluğu ayrıca bir EE, pot yada UU nüvenin iki yarısı arasına bir plastik tabaka yerleştirmek suretiyle de elde edilebilir. Geri-yön çeviriciler için daha genel bir hava aralıklı nüve MPP’dir. Bu gibi nüveler manyetik toz parçacıklarının karışımının fırınlanmış ve sertleştirilmiş toroidleridir. Bu toz parçacıkları bir plastik reçine bağlayıcısıyla ve toroid şeklinde kalıpla karıştırılır. Toroiddeki her bir manyetik parçacık yayılmış hava deliği gibi davranan ve nüveyi doyuma gitmekten alıkoyacak şekilde hareket eden bir reçine içinde kapsüllenir. Toza çevrilmiş temel 37 manyetik materyal (square permalloy 80) ise, %79 nikel, %17 demir, %4 molipden alaşımıdır. Sonuçlanan toroid geçirgenliği, manyetik parçacıklarının yoğunluğunun kontrolü ile belirlenir. Düşük geçirgenlikli toroidler, büyük hava aralıklı nüveler gibi davranırlar. Bunlar, arzu edilen endüktansa ulaşmak için çok sarıma ihtiyaç gösterirler, ama doyuma gitmeden önce birçok amper dönüşüne tolerans gösterirler. Daha yüksek geçirgenlikli nüveler daha az sarım gerektirirler ama daha düşük amper dönüşlerinde doyuma giderler[6]. İletim zamanının sonunda, giriş sargı tepe akımı Eş. 3.32’den bulunur. Bu giriş sargı akımı iletim zamanının bitmesinin ardından, dönüştürme oranı N P / N S ile çarpılmış ve doğrusal olarak azalan çıkış sargı akımına dönüştürülür. Birçok durumda, çıkış gerilimleri düşük ve giriş gerilimi yüksektir ve bundan dolayı büyük bir N P / N S oranı vardır. Büyük bir dönüştürme oranından dolayı büyük bir çıkış sargı akımı oluşur. Anahtar kesime girdiğinde Co kapasitesinin Resr değeri, Ro değerinden daha düşük olduğundan bütün akım Co doğru akar. Bundan dolayı zayıf bir çıkış gerilim üretir. Bu gerilim I P ( N P / N S )R esr ile hesaplanır. Bu gerilim çıkışta küçük dalgalanmalara sebep olur. Bunu engellemek için daha büyük kondansatörler seçilir[6]. Bir geri-yön çeviricide kullanılan süzgeç kondansatörü, bir ileri-yön çeviricide kullanılan kondansatöre göre daha büyüktür. Bir ileri-yön çeviricide güç tranzistörü, iletimden çıktığında, yük akımını süzgeç endüktansında ve süzgeç kapasitesinde depo edilmiş enerjiden sağlanır. Ama geri-yön çeviricide güç tranzistörü devrede iken yükü sadece kondansatör beslediğinden dolayı daha büyüktür. Süzgeç kondansatörü seçime bu gerilim dalgalanması karşılayacak şekilde hesaplanır ve bundan sonra kapasitenin dalgalı akımı dikkate alınır. İleri-yön çeviricilerde kondansatörün dalgalı akımı, kondansatörle seri olarak bağlı olan çıkış bobinler tarafından sınırlandırılır. Ama geri-yön çeviricide, güç tranzistörü iletimde iken tüm DC akım kondansatör tarafından sağlanır. Tranzistör kesimde iken, kondansatörün iletimde kaybettiğine (amper*zaman) eşit bir gücü tekrar kazanmak için akım kondansatöre doğru akar. Böylece akımda dalgalanmalar oluşur. TON süresini toplam 38 periyodun %80’i olsun ve bu durumda kapasitedeki dalgalanma akımı yaklaşık olarak [6,7] I rms = I dc Ton = I dc 0,8 = 0,89I dc olur. T (3.51) 120 ya da 220 V AC uygulaması için geri-yön çeviriciler Yarım köprü tipi çeviricilerde giriş geriliminin değerine göre bir anahtar ile ayarlanıyordu. Bu durum bazı uygulamalarda bu anahtarın dıştan ayarlanabilir olması güvenlik açısından bazı riskli durumlar oluşmasına sebep olmaktadır. Voltaj seçme anahtarı devrenin içinde olması durumunda ise güç kaynağının içinin açılması gerekir pratikte buda uygun değildir. Güç kaynağımızın 220V AC gerilimde çalışır iken anahtarın 120V AC kısma alınması durumunda güç tranzistörünün, doğrultucuların ve süzgeç kapasitesinin zarar görmesine sebep olacaktır. Geri-yön çeviricilerde giriş geriliminin 120V AC ya da 220V AC olduğunda dışardan hiçbir müdahale yapılmadan çıkış voltajını istenen seviyede tutabilir. Giriş 115 V ya da 220 V AC ve bunda %20 toleranslı duruma göre tasarım yapılabilir[6]. Giriş geriliminin 120V AC olduğunda minimum girişimizin 120V*0,2=24V 120V24V=96V minimum AC giriş gerilimi olur. Giriş geriliminin 220V AC olduğunda maksimum girişimiz 220V*0,2=44V, 220V+44V=264V olur. Giriş geriliminin minimum 96V AC iken minimum DC voltaj 96V*1,41=135V Giriş geriliminin maksimum 264V AC iken maksimum DC voltaj 264V*1,41=372V Tranzistör üzerinde oluşacak gerilim düşümünü 500V olarak kabul edelim. Po=150W, Vo=5V, Ro=0,167, f =50kHz olsun 500 = 372 + Np Ns (5 + 1) 39 Np Ns = 21,3 Maksimum iletim süresi Ton = Lp = IP = (Vo + 1)( N P / N sm )(0,8T) 6 * 21,3 * 0,8 = = 7,81μs (Vdc − 1) + (Vo + 1)( N P / N sm ) ((135 − 1) + 6 * 21,1)50000 (Vdc Ton ) 2 2,5T P0 Vdc Ton LP = = (135 * 7,81 * 10 −6 ) 2 = 146μH 2,5 * 20 *10 −6 *150 135 * 7,81 *10 −6 = 7,22A 146 * 10 −6 55932 MPP nüvesi endüktansı 480 amper sarımı tolere edebilir. 7,22A için sarım sayısı 67 dir. Bu sarım sayısı için endüktans N d = 1000 Ld Ld = 67 = 1000 ⇒ L d = 136μH olur. 0,95A l 0.95 * 32 Geri-yön çeviricilerde kontrol teknikleri Sabit anahtarlama frekansında çalışan geri-yön SMPS sistemlerinde kullanılan kontrol teknikleri genel olarak iki tür altında toplanırlar. Birincisi, SMPS'in çıkış taraftaki ana çıkış sargısından alınan gerilim bilgisi doğrultusunda yapılan gerilim durumlu kontrol, ikincisi ise kontrolde gerilim bilgisi ve anahtarlama elemanın veya bobinin üzerinden geçen akımın da dahil edildiği akım kontrolüdür. Bu kontrol tekniklerinin birbirlerine göre avantaj ve dezavantajları vardır[5]. Gerilim durumlu kontrol Doğrudan çalışma oranı PWM kontrolünde, giriş gerilimi değişirse, çıkış geriliminde bir hata meydana gelir bu durum geri beslemeli kontrol ile düzeltilir. Bunun 40 sonucunda girişteki değişimlere yanıt olarak çıkışı düzenleyen yavaş bir çözüm elde edilir. Eğer çalışma oranı giriş gerilimindeki değişimi doğrudan ortadan kaldıracak şekilde ayarlanırsa, çeviricinin çıkışı değişmeden kalabilir. Şekil 3.20’den görüldüğü üzere çıkış gerilimi, referans gerilim ile karşılaştırılır ve yükselmesiyle bir DC gerilim oluşur. Bu gerilim testere dişli dalga şekliyle PWM karşılaştırıcı ile karşılaştırılır[5]. Referans Gerilimi Hata Yük seltici Kontrol Voltaji KARSILASTIRICI Testere disi Dalga PWM Sinyal DC-DC ÇEVİRİCİ ÇIKIS GERİLİMİ Şekil 3.20. DC-DC çeviricilerde voltaj kontrolü blok diyagramı Hata geriliminin rampa sinyalinden büyük olduğu durumlarda anahtar iletime alınır, küçük olduğu durumlarda ise anahtar kesime alınır. Bu hata gerilimi arttığında çıkış darbeleri genişlemekte ve gerilim azaldığında ise çıkış darbeler daralmaktadır. Gerilim durumlu kontrolün bazı avantajları şunlardır. Tek bir geri dönüş sinyalinden dolayı tasarımı kolaydır. Üretilen çıkış sinyali gürültülere karşı kararlıdır. Gerilim durumlu kontrolün dezavantajı ise çıkış gerilimindeki değişimlere cevabı yavaştır[5]. Akım durumlu kontrol Gerilim durumlu kontrolde, kontrol gerilimi anahtarın çalışma oranını, kontrol gerilimini sabit frekanslı testere dişi dalga ile karşılaştırarak ayarlar. Anahtarın çalışma oranı bu şekilde kontrolü, endüktansdaki gerilimi dolayısıyla endüktans akımını ayarlar ve çıkış gerilimini karşılaştırma değerine getirir. Akım yollu kontrolde buna ek olarak Şekil 3.21’den görüldüğü üzere iç kontrol çevrimi de kullanılır. Bu iç döngü çıkış endüktansının veya anahtarın akımını kontrol etmektedir. Kontrol gerilimi, en hızlı yanıt için doğrudan endüktans akımının 41 ortalama değerine etki etmektedir. Akım kontrolünün üç temel çeşidi vardır. Hata payı band kontrolü, sabit kesim zaman kontrolü, iletim zamanı saat darbelerine sabit frekanslı kontroldür[5]. Referans Gerilimi Hata Yükseltici Kontrol Voltaji KARŞILAŞTIRICI PWM Sinyal DC-DC ÇEVİRİCİ Anahtar veya endüktans akımı ÇIKIS GERİLİMİ Şekil 3.21. DC-DC çeviricilerde akım kontrolü blok diyagramı Akım durumlu kontrolün gerilim durumlu kontrole göre birçok avantajı vardır. 1.Anahtarlama tepe akımını sınırlar. Anahtar ya da endüktans akımının herhangi bir yerindeki akım ölçüldüğünden, anahtar akımının tepe değeri kontrol gerilimine bir üst sınır değer konularak sınırlandırılabilir. 2.Çıkış gerilimi ayarlanması anahtar üzerinden çeken akıma göre yapıldığından çıkış geriliminde kullanılan filtrenin basit olmasını sağlar. 3.Eşit akım dağılımlı güç kaynakların tasarıma kolaylık sağlar. 4.İtme-çekme çeviricide simetrik akı dolaşmasını sağlar. Bundan dolayı transformatör çekirdeğinin doyması önlenmiş olur. 5.Girişte ileri yönde gerilim beslemesi kendiliğinden başlar ve sonuçta girişteki geçici durum ortadan kalkar[5]. 42 4. YAPILAN DEVRE PARAMETRELERİN BELİRLENMESİ 4.1. Güç Kaynağının Temel Özellikleri Geniş şebeke gerilimi arasında çalışabilmektedir. Şebekeye doğrudan bağlı olan televizyon için 140V-260V AC giriş gerilim değerlerinde sorunsuz çalışmaktadır. 110/150V DC çıkış gerilimi televizyonun yatay saptırma katını besler. Bu gerilim televizyonun en önemli gerilim seviyesidir ve bundan dolayı geri-yön çeviricinin ana çıkışı olarak kabul edilir. Optik yalıtıcı TL413’li geri besleme devresi ile çıkış geriliminden bilgi alınır ve buna göre ayar yapılır. Bu gerilimdeki dalgalanmalar direkt olarak yatay genişliği ve görüntü kalitesini etkilediğinden %0,1 dalgalanma değerini geçmemelidir. Yatay saptırma katının maksimum akım değeri 0,8A dir. +14V/-14V DC çıkış ses katında bulunan anfileri beslemek içindir. Bu katta %5’e kadar olan gerilim dalgalanması izin verilir. Bu çıkışların maksimum akım değeri 1A dir. +8V 14V yatay saptırma katı sürücü devresinde ve bazı entegrelerin beslenmesinde kullanılır. 8V DC gerilim, transformatörün 16V DC çıkışa bağlı 7808 gerilim regülatörü ile elde edilir. Bu katta gerilim dalgalanması %1’in altında olmalıdır. Bundan dolayı bu katta gerilim regülatörü kullanılmıştır. Bu çıkışın maksimum akım değeri 0,8A dir. +5V DC televizyon kartında yer alan, rf tuner, saptırma kontrolü, resim işlemcisi gibi kısımların beslenmesinde kullanılır. Bu katta gerilim dalgalanması %1’in altında olmalıdır. Bundan dolayı transformatörün 8,5V çıkışına bağlı 7805 regülatör ile +5V elde edilir. Bu çıkışın maksimum akım değeri 1A dir. +3,3V televizyon kartında yer alan mikroişlemcilerin beslemesi için kullanılır. Bu çıkış gerilimini elde etmek için gerilim regülatörleri kullanılır[17]. 44 4.2. Güç Kaynağının Vhatmin , Vhatmak, fL, Po, η’in Belirlenmesi • Vhatmin, Vhatmak şebeke geriliminin alacağı en küçük ve en yüksek değerdir. • fL şebekenin frekansı. • Po güç kaynağının çıkış gücü • η güç kaynağının verimi Giriş gerilimi 50 Hz, Vhatmin 120V AC, VDCmin 100V, Vhatmak 260V AC olarak kabul edilirse; VDC mak = 2 * Vhat mak ⇒ VDC mak = 2 * 260 = 368V Bir televizyonun ihtiyacı olan gerilim seviyeleri ve gereken akım değerleri Bölüm 4.1’de verilmiştir. Bu değerler doğrultusunda yapılacak olan güç kaynağının çıkış gücü hesaplanır. Po = 135*0,8A+14*2A+16*0,8A+5*1A Po = 154 W bulunur. Güç kaynağının verimini yaklaşık %80 olarak kabul edilirse; η= Po 154 W ⇒ Pin = = 193W 0,8 Pin 4.3. Güç Kaynağının Giriş Devresi ve DC Hat Kondansatörün Bulunması Şekil 4.2’de güç kaynağının giriş devresi verilmiştir. Giriş gerilimi önce süzüldükten sonra doğrultucu diyotlara gönderilir. D1, D2, D3, D4 diyotları ile gerilim doğrultulur. Bu gerilim C10 kondansatörünü şarj eder. C10 kondansatörü DC bara kondansatörü olarak adlandırılmaktadır. Güç kaynağında kullanılacak olan C10 kondansatörünün değeri Eş. 3.21’e göre hesaplanırsa 143uF çıkmaktadır. VDCmak 45 gerilimi Bölüm 4.2’de 368V olarak bulunmuştu, bulunan bu iki değer yardımıyla C10 kondansatörü 150uF 400V seçilmiştir. 100 = 2 * 120 2 − 1 − 3ms) 2 * 50 ⇒ C IN = 143uF 0,8 * C IN 2 *154( 3,15A + 140V AC - 260V AC FUSE D1 1N4007 HAT FİLTRESİ 100n 250V C1 . . C3 1n 1kV D3 1N4007 C2 100n 250V C5 1n 1kV C10 Vdc 150u 400V D2 1N4007 C4 1n 1kV D4 1N4007 C6 1n 1kV - Şekil 4.2. Güç kaynağının giriş devresi Transformatörün giriş sargıları C10 kondansatörü tarafından beslenir. Kontrol devresi anahtarlama elemanını kontrol ederek çıkış sargılarına enerji transfer eder. Şekil 4.2’de görüldüğü üzere ve diğer doğrultma diyotlarına paralel olarak kullanılmış olan kondansatörler geçici özellikteki elektriksel gürültülerin, doğrultucu diyotları baskı altında tutmaması için bir yan yol (by-pass) temin etmek için kullanılmıştır. 4.4. Güç Kaynağının Ton, Ip, Lp Değerlerinin Bulunması Geri-yön çeviricilerde anahtar üzerine düşecek olan gerilim değeri mosfet kullanıldığında maksimum DC voltajın 1,5 katı, tranzistör kullanıldığında maksimum DC voltajın 1,7 katı olarak tanımlanmaktadır[14]. Diğer çevirici tipleri için mosfet üzerinde oluşacak gerilim düşümü EK-3’te verilmiştir. 46 Vms = 1,5 * VDC ⇒ Vms = 1,5 * 368 = 552 Anahtarlama frekansı 50 kHz olsun ve bulunan çıkış gücü ile mosfet üzerinden geçecek maksimum akım Ip değeri şöyle bulunur. Np 552 = 368 + Np Ns Ns (135 + 1) ≅ 1,4 Maksimum iletim süresi ise Ton = (Vo + 1)( N P / N sm )(0.8T) 136 *1,4 * 0,8 = = 10,53μs . (Vdc − 1) + (Vo + 1)( N P / N sm ) ((100 − 1) + 136 *1,4)50000 Giriş sargıları endüktansı ise Lp = (Vdc Ton ) 2 2.5T P0 (100 *10,53 *10 −6 ) 2 = * 50000 = 144μH 2,5 *154 Giriş sargılarında oluşacak olan tepe akımı ise Ip = Vdc Ton Lp I rms( giriş ) = IP 3 = 100 *10,53 * 10 −6 = 7,3A 144 *10 −6 Ton 7,3 10,53μs = = 3,1A T 20μs 3 Devrenin giriş sargılarından geçen tepe akımı 7,3A ve mosfet üzerinde oluşacak gerilim düşümü 552V olarak bulunmuştur. Seçilecek olan mosfetin VDSS > 552V ve 47 ID > 7,3A olacak şekilde seçilmelidir. Devrede kullanılan mosfetin katalog değerleri 600V 8A dir ve devre için gerekli akım ve gerilim değerlerini sağlamaktadır. 4.5. Çıkış Sargılarında Kullanılan Doğrultma Diyotların Seçimi Çıkış sargılarında kullanılan doğrultucu diyot seçimleri ters dayanma gerilimi(VR) ve ileri yön akımına(ID) göre yapılır[12,13]. PIVs = Vo + (Vmax * Ns ) Np (4.1) VR ≥ 1,25 * PIVs (4.2) ID ≥ 3 * Io (4.3) PIV135 = 135 + (368 * 0,714) ⇒ PIV135 = 398V, VR = 498V I D ≥ 3 * 0,8 ⇒ I D ≥ 2,4A Devrenin 135V ana çıkış geriliminde kullanılan Philips firmasının üretmiş olduğu BYM26C malzeme nolu diyot (600V-2,3A), hızlı (toparlanma zamanı, trr=30ns) ve yumuşak toparlanma özelliğinin yanında eklem sıcaklığının (Tj) artmasıyla azalan iletim gerilim düşümü özelliğinden dolayı sistemin gereksinimleri düzenli bir şekilde karşılaması için seçilmiştir. BYM26C akım değerini 0,1A değer ihmal edilebilir çünkü akım sınırını karşılayan BYM26F’in ters toparlanma zamanı BYM26C’nin beş katı olduğundan bu diyot seçilmemiştir. Bu malzeme ile ilgili detaylı bilgi EK11’de sunulmuştur. Devrenin 135V çıkışında geri besleme bloğu yardımıyla uygulanan regülasyon sayesinde, burada oluşabilecek kısa devre durumunda geri-yön çevirici kontrol devresi bunu algılayarak güç tranzistörünü kesime geçirir ve sistem korunmuş olur. PIV14 = 14 + (368 * 0,076) ⇒ PIV14 = 42V, VR = 53V 48 I D ≥ 3 * 0,4 ⇒ I D ≥ 1,2A Devrenin 14V DC çıkışında BYD33D malzeme numaralı diyot kullanılmıştır.(200V1,3A) PIV8 = 8 + (368 * 0,049) ⇒ PIV8 = 26V, VR = 33V I D ≥ 3 * 0,4 ⇒ I D ≥ 1,2A Devrenin 8V DC çıkışında BYD33D malzeme numaralı diyot kullanılmıştır.(200V1,3A) PIV+14 = 14 + (368 * 0,076) ⇒ PIV + 14 = 42V, VR = 53V I D ≥ 3 * 1 ⇒ I D ≥ 3A Devrenin +14V, -14V çıkışında BYW95A malzeme numaralı diyot kullanılmıştır.(200V-3A) 4.6. Çıkış Sargılarında Kullanılan Kondansatörlerin Seçimi Kesikli çalışmalı geri-yön çeviricilerde çıkış süzgeç kondansatörü seçilirken dikkat edilmesi gereken en önemli nokta kullanılan kondansatörün eşdeğer seri direncidir(ESR). Çıkış geriliminde oluşan dalgalanmalar kullanılan kondansatörün ESR’sine bağlıdır. Bu değer ne kadar düşük olursa çıkış gerilimindeki oluşan dalgalanmalar o kadar az olur. Kondansatörlerin ESR değerleri, kondansatör değerleri ve boyutları ile doğrudan orantılıdır. Kondansatörün değeri ve boyutları artıkça ESR değerleri düşer. Düşük ESR’li kondansatör değerleri elde etmek için kondansatörler paralel bağlanabilir. Geri-yön çeviricilerde çıkış gerilimdeki dalgalanmaları azaltmak için diğer bir yöntem ise LC çıkış süzgeci (post filter) kullanmaktır. Kullanılan LC süzgecin frekansı anahtarlama frekansının 1/10~1/5 arasında olması tavsiye edilir. Anahtarlama frekansından çok küçük seçilmesi durumunda sistem kararsız olabilir[12,13,18]. 49 Güç kaynağında istediğimiz kararlılığı sağlayacak kondansatör değeri ve ESR’si şöyle hesaplanabilir[16]. CO = IO ESR O = Ton [16] ΔVO * 0,25 ΔVO * 0,75 IO (4.4) [16] (4.5) Eğer devrede LC süzgeç kullanılacak ise frekansı şöyle hesaplanır[18]: fO = 1 2π L O C O [18] (4.6) Güç kaynağının 135V DC çıkış haricindeki diğer çıkış gerilimlerinin maksimum dalgalanması 100mV olacak şekilde çıkış kondansatörlerin seçimi yapılır. +16V çıkışında kullanılan kondansatör değeri C16 V = I O ESR 16 V = Ton 10,53 *10 *6 ⇒ C16 V = 0,8 = 337 uF ΔVO * 0,25 100 *10 −3 * 0,25 ΔVO * 0,75 IO ⇒ ESR 16 V 100 *10 −3 * 0,75 = = 0,094Ω 0,8 EK-5’te verilmiş olan kondansatörlerin ESR değerlerine göre 16V 1000uF kondansatör bu çıkış için uygundur. +8,5V çıkışında kullanılan kondansatör değeri C 8, 5 V = I O Ton 10,53 *10 *6 ⇒ C 8, 5 V = 1 = 421uF ΔVO * 0,25 100 * 10 −3 * 0,25 50 ΔVO * 0,75 ESR 8,5 V = ⇒ ESR 8,5 V = IO 100 *10 −3 * 0,75 = 0,075Ω 1 EK-5’te verilmiş olan kondansatörlerin ESR değerlerine göre 16V 2200uF kondansatör bu çıkış için uygundur. +14V çıkışında kullanılan kondansatör değeri C14 V = I O ESR 14 V = Ton 10,53 *10 *6 ⇒ C14 V = 1 = 421uF ΔVO * 0,25 100 *10 −3 * 0,25 ΔVO * 0,75 IO ⇒ ESR 14 V = 100 *10 −3 * 0,75 = 0,075Ω 1 EK-5’te verilmiş olan kondansatörlerin ESR değerlerine göre 16V 2200uF kondansatör bu çıkış için uygundur. -14V çıkışında kullanılan kondansatör değeri C −14 V = I O ESR −14 V = Ton 10,53 * 10*6 ⇒ C −14 V = 1 = 421uF ΔVO * 0,25 100 *10 −3 * 0,25 ΔVO * 0,75 IO ⇒ ESR −14 V = 100 *10 −3 * 0,75 = 0,075Ω 1 EK-5’te verilmiş olan kondansatörlerin ESR değerlerine göre 16V 2200uF kondansatör bu çıkış için uygundur. 4.7. Güç Kaynağının Söndürme Devresi Söndürme devresi anahtar kesime geçmesiyle birlikte anahtar üzerinde oluşacak gerilim düşümünü en aza indirmek için kullanılır. Anahtar iletime girdiğinde D7 diyotu ters kutuplanır ve transformatörün giriş sargılarında enerji depolanır. Anahtar 51 kesime geçtiğinde transformatörün kaçak endüktansında biriken enerji D7 diyotu üzerinden C14 kondansatörünü şarj eder. Anahtar iletime geçtiğinde ise bu enerji R4 direnci üzerinde harcanır. Kullanılan R4 direnci ve C14 değeri söndürme devreleri bölümünde anlatılan eşitlikler yardımıyla hesaplanır. Kullanılan transformatörün kaçak endüktansı yaklaşık 5,8uH olarak tespit edilmiştir. Şekil 4.3’de gösterilen Rc(R4) direnci 21k olarak bulunmuş ve buna bağlı olarak Cc(C14) kondansatör değeri 1nF’dan büyük olan 10nF 630V’luk bir kondansatör seçilmiştir. R4 21k 10n 630V SMT MTW8N60 C14 D7 Q1 C15 BA159 220p 630V Şekil 4.3. Güç kaynağının söndürme devresi Pl = 1 1 1 L l (I ptepe ) 2 = PRc ⇒ PRc = 5,8 * 10 −6 * (7,3) 2 * 50000 = 7,7 W 2 Ts 2 VRc ( t 1 ) = VCc ( t 1 ) = γVDS,MAX − VDC ⇒ VRc ( t 1 ) = 0,9 * 552 − 100 = 397 Rc = (VRc ( t 1 )) 2 397 2 ⇒ Rc = = 21k Pl 7,7 C c ⟩⟩ Ts / R c ⇒ C c ⟩⟩1 /(21000 * 50000) ⇒ C⟩⟩1nF 4.8. Güç Kaynağının Geri Besleme Devresi Güç kaynağının geri besleme devresi, güç kaynağından istenen gerilim değerlerinin elde edilmesinde, yük regülasyonun sağlanmasında ve hat regülasyonun sağlanmasında en önemli kısmıdır. Burada kullanılan geri besleme devreleri ile ilgili genel olarak dört tane temel devre şekli vardır[13]. Geri besleme devrelerinin sağladığı regülasyon değerleri Çizelge 4.1’de verilmiştir. 52 Çizelge 4.1. Geri besleme devreleri ve oluşan regülasyon değerleri[13] Geri Besleme Devre Şekli VB (V) Devre Toleransı Yük Hat Regülasyonu Regülasyonu Toplam Regülasyon Temel Geri Besleme 5,8 ± 10% ± 5% ± 1,5% ± 16,5% Geliştirilmiş Geri Besleme 27,8 ± 5% ± 2,5% ± 1,5% ± 9% Optik Yalıtıcılı ve Zenerli 12 ± 5% ± 1% ± 0,5% ± 6,5% Optik Yalıtıcılı ve TL431 12 ± 1% ± 0,2% ± 0,2% ± 1,4% Temel geri besleme devresi düşük güçlerde daha çok tercih edilebilir ve maliyeti en düşük olandır. Geri besleme devrelerinde yukarıdaki çizelgeden de anlaşılacağı üzere en iyi performansı optik yalıtıcılı ve TL431’li geri besleme devresi sağlamaktadır. Optik yalıtıcılı ve zenerli geri besleme devresi ise TL431 göre ucuz fakat performansı onun kadar iyi değildir[13]. Çizelge 4.1’de verilen geri besleme devrelerin temel yapılarını gösteren devre şekilleri EK-4’te verilmiştir. Kontrol devresine aktarılacak olan, geri besleme sinyali güç kaynağımızın ana çıkışı olan 135V’tan alır. Bu çıkış katında ani olarak çekilen akımın artmasından dolayı 135V meydana gelecek gerilim düşümü, çekilen akımın azalmasından dolayı meydana gelecek gerilim yükselmesi kontrol devresine bir optik bağlayıcı ile aktarılır. Bu sinyal kontrol entegresinin 11 numaralı ucuna girer ve değerlendirildikten sonra gerekli olan PWM sinyali mosfetin tetiklenme ucuna uygulanır. Böylece çıkış gerilimi regülasyonu yapılmış olur. Burada kullanılan optik bağlayıcı sayesinde devrenin giriş katı ile çıkış katı arasında elektriksel bir izolasyon sağlanmış olur. Şekil 4.4’de verilen devrede optik bağlayıcı olarak Telefunken firmasının üretmiş olduğu CQY80NG ve paralel regülatör olarak TL431 kullanılmıştır. Bu devre elemanlarına ait teknik bilgiler EK-12’te verilmiştir. Şekil 4.5’de öbek yapısı gösterilen TL431’ in çalışma şekli şöyledir. TL 431 dışarıdan girilen referans 53 gerilimi ile kendi içinde üretmiş olduğu 2,5V’luk sabit gerilim ile karşılaştırılır. Bunun sonucunda karşılaştırılan referans gerilimi 2,5V büyük olduğu durumda içinde bulunan tranzistör iletime geçer, küçük olduğu durumda ise tranzistör kesime geçer. 8V GİRİŞİ CQY 80NG Vcc 5 135V GİRİŞİ R34 100r R26 1 99k C45 2 6 Kontrol Entegresine C23 10n 50V 33n 63V 1 R40 47r 4 D23 8 VR1 0-10k 6 TL431 R38 10k R39 1k 0 Şekil 4.4. Güç kaynağının geri besleme devresi Şekil 4.4’de görüldüğü üzere 135V çıkış gerilimi gerilim bölücü bir devre kullanarak TL431 8 numaralı (referans gerilim girişi) girişine uygulanır. Çıkış geriliminin 135V geçtiğinde TL431’in referans gerilim girişi 2,5V geçer ve TL431 iletime geçer. TL431 iletime girince optik bağlayıcı iletime geçer, kontrol entegresine çıkış gerilim bilgisini alır, mosfetin iletimde kalma süresini azaltarak mosfetin tetiklenme ucuna gönderir böylece çıkış geriliminin 135V olması sağlanır. Çıkış gerilimi 135V’un altına düştüğünde TL431 referans gerilimi 2,5V’un altına düşer ve TL431 kesime geçer. TL431 kesime geçtiğinde optik bağlayıcı da kesime geçer, kontrol entegresi çıkış gerilim seviyesinin yeterli olmadığını algılar ve mosfetin iletimde kalma süresini artırarak mosfetin tetiklenme ucuna gönderir. Çıkış geriliminin 135V olması sağlanır. 2,5V = R 26 145 * (R 39 + VR x ) + R 39 + VR 54 Şekil 4.5. TL431 in iç yapısı Devrede kullanılan R26, R39 dirençleri ve VR potansiyometre değeri yukarıdaki denklem yardımıyla hesaplanmıştır. Uygulamada, kullanılan potansiyometre sayesinde çıkış gerilimi 110V-150V DC arasında ayarlanması sağlanmıştır. Devrede kullanılan R34 direnç değeri CQY80NG bilgilerinde verilen gerekli akımın geçmesini sağlayacak şekilde seçilmiştir. C23 kondansatör değeri birçok uygulamada 10-50nF arasında değişmektedir[18]. Yapılan devrede bu değer 10nF olarak seçilmiştir. 4.9. Güç Kaynağının Kontrol Devresi Tek anahtarlama elemanın kullanıldığı TV güç kaynaklarında sistemin kontrol edilmesi kolaylaşırken aynı zamanda kontrolün tek olmasından dolayı güç kaynağının çalışmasında önemi artmaktadır. Bundan dolayı anahtarlama elemanını sürmede kullanılan kontrol devrelerinin sistem verimini ve güvenilirliğini iyileştirmede katkısı oldukça fazladır. Güç kaynağının kontrolü ON Seminconductor firmasının üretmiş olduğu MC44604 numaralı 16 bacaklı bir kontrol entegresi ile yapılmıştır. Güç kaynağının kontrol devresi Şekil 4.6’da gösterilen MC44604 entegresi akım kontrollü, osilatör frekansı dışarıdan ayarlanarak 250kHz kadar anahtarlama yapan, yapılan devrenin kesintili çalışmasını sağlayan manyetik dengeleme işaret girişi olan, yumuşak başlama yapan, aşırı gerilim koruması yapan ve 80V-280V AC arasında çalışan bir entegredir[19]. 7k5 C20 820p 50V C18 100p 50V R11 27k C17 1n 57V Besleme Gerilimi R15 Akım girişi C19 1n 50v Demagnetizasyon 55 MTW8N60 Q1 C21 100n 63V R13 9 8 1k5 R16 1k R17 22k R18 22k MC 44604 R7 16 C22 1n 50V R12 R11 47r 180k 15k 1 R10 150r R21 10k C16 100u 25V Şekil 4.6. Güç kaynağının kontrol devresi 4.9.1. Manyetik dengeleme devresi Geri-yön çeviricilerde Bölüm 3’te anlatıldığı üzere sürekli akım durumu ve süreksiz akım durumu olmak üzere iki tane çalışma şekli vardır. Yapılan bu güç kaynağı süreksiz akım durumuna göre çalışmaktadır. Mosfet devreye girdiğinde giriş sargılarında enerji depolanır ve mosfet kesime geçtiğinde bu depolanan enerji çıkış sargılarına transfer edilir. Kontrol entegresi, mosfetin tekrar iletime geçmesi için giriş sargılarında depolanan enerjinin çıkış sargılarına transfer edilmesini bekler. Şekil 4.7’de görüleceği üzere transformatörün girişinde bulunan yardımcı sargı ile hem kontrol entegresi beslenir hemde kontrol entegresinin manyetik dengeleme girişinde kullanılır. Bu manyetik dengeleme giriş bilgisi MC44604 entegresinin 8 numaralı ucundan algılanır. Bu 8 numaralı pin giriş gerilimi ile MC44604 tarafından üretilen referans gerilimi(65mV) ile karşılaştırılır. Eğer pin giriş gerilimi 65mV’dan büyük ise mosfetin iletime geçmesine izin verilmez. Eğer giriş gerilimi 65mV’dan küçük ise (bunun anlamı giriş sargılarında depolanan enerji çıkış sargılarına transfer edilmiştir) mosfetin tekrar iletime geçmesine izin verilir[19]. 56 R4 C18 100p 50V 8 MC 44604 R11 27k 21k L1 2u2H SM T C13 10n 630V D7 BA159 D10 1 BA159 Şekil 4.7. Güç kaynağının manyetik dengeleme devresi 4.9.2. Aşırı akım algılama devresi Güç kaynaklarında çıkış gerilimlerin herhangi birinin kısa devre olması durumunda anahtar ve/veya transformatör zarar görebilir. Şekil 4.8’de verilen devre, güç kaynağında olabilecek kısa devrelere karşı korur. Anahtarlama elemanı ile toprak arasına seri bağlı olan R8 direnci üzerinden giriş akımı geçer. R8 direnci ile geçen akım bilgisi gerilime çevrilir ve bu gerilim değeri MC44604 gönderilir. MC44604 kontrol entegresi 7 numaralı giriş ile kendi içinde üretmiş olduğu sabit 1V referans gerilimi ile karşılaştırma yapar. Böylece direnç üzerinde oluşan gerilim, referans gerilimimiz olan 1V ile karşılaştırılmış olur. Eğer direnç üzerinde oluşan gerilim 1V’dan büyük olursa anahtar iletimden kesime geçirilir ve böylece olabilecek kısa devrelere karşı güç kaynağı korunmuş olur[19]. I pk (max) ≈ 1,0V Rs (4.7) Bölüm 4.4’te giriş sargılarından geçecek maksimum tepe akımı 7,3A olarak bulunmuştu. Eş. 4.7 yardımı ile Rs direnci şöyle hesaplanır. 57 7,3 ≈ 1,0V ⇒ R s ≈ 0,137Ω Rs Kullanılacak olan direnç bulunan bu Rs değerinden çok küçük seçilirse anahtar zarar görür, büyük seçilmesi durumunda çıkıştan istenen güç sağlanamaz. Bundan dolayı buradaki direnç değeri bulunan değere yakın küçüklükte bir seçilmelidir. 0,22 Ω ile 0,33Ω paralel bağlanarak 0,132Ω’ bir direnç kullanılmıştır. MTW8N60 7 MC 44604 R6 1k Q1 D13 1N4148 R9 0,33r R5 1k R8 0.22r Şekil 4.8. Aşırı akım algılama devresi 4.10. Güç Kaynağının Regülatör Devresi Güç kaynağının 3,3V çıkış gerilimi televizyonda bulunan mikroişlemcileri beslediğinden dolayı bu gerilimin son derecede kararalı olması gerekmektedir. Bu kısımda LM317 ayarlı gerilim regülatörü kullanılmıştır. LM317 sıcaklık değişimlerine karşı oldukça kararlı çıkışa sahiptir. Devrenin çıkışında 3,3V elde edilmiştir. Devrede regülatör çıkış gerilimi dirençler yardımıyla ayarlanır. LM317’ nin temel kullanımı aşağıda gösterilmiştir. Devrenin çıkış gerilimi: Vout = Vref (1 + R2 ) + I adj R 2 R1 (4.8) eşitliği yardımıyla hesaplanır. LM317 katalog değerlerinde Vref = 1,25V ve Iadj = 50µA olarak belirtilmiştir. Şekil 4.10’daki LM317 ile kullanılmış olan elemanların değerleri Eş. 4.8 kullanılarak hesaplanmıştır. 58 3 LM317 U1 VIN VOUT ADJ Vin Vout Vref R1 GND 1 GND 2 Iadj R2 GND Şekil 4.9. LM317’nin temel kullanımı 3 LM317 U1 VIN VOUT 1 R22 3k9 0 14V GİRİŞİ C27 7808 100n 50V R23 2k55 U3 VIN VOUT 0 2 GND 1 3,3V 2 ADJ 16V GİRİŞİ 14V 8V 3 C30 220u 16V 1 VIN VOUT 2 5V C35 220u 16V 3 GND 8,5V GİRİŞİ U2 7805 Şekil 4.10. Güç kaynağının çıkış regülatör devresi Güç kaynağının 5V ve 8V çıkışlarında istenen maksimum %1’lik gerilim dalgalanmasını sağlamak için, transformatörün 14V ve 8,5V sargı uçları doğrultulduktan sonra ek bir gerilim regülasyonu uygulanır. Şekil 4.10’dan görüldüğü üzere 8V çıkış için LM7808, 5V çıkış için LM7805 gerilim regülatörleri bağlanmıştır. Seri regülatör kullanılan sistemlerin en büyük dezavantajı üzerinde oluşan kayıplarının fazla olmasıdır. Bundan dolayı muhafaza sıcaklığını kabul edilebilir sınırlar içerisinde tutabilmek için yüzey alanı yeterli büyüklükte 59 soğutucular kullanılmalıdır. LM317, LM7805 ve LM7808 için teknik özellikleri EK10’da sunulmuştur. 4.11. Güç Kaynağının Kontrol Entegresi Şekil 4.11. MC44604 kontrol entegresinin içyapısı[19] Güç kaynağının en önemli elemanlarından biridir. Anahtarın iletime girmesi, iletimden çıkması, anahtarın iletimde kalma süresi bu kontrol birimi tarafından kontrol edilir. Bu kontrol entegresinin besleme gerilimi 12V dur. MC44604 kontrol entegresi aşırı akım, aşırı gerilim, ısı koruma sinyali, manyetik dengeleme sinyalleri 60 bir OR NOT kapısına uygulanır. Bu kapının çıkışı da bir yükselteç ile anahtar elemanının kontrolünde kullanılır[19]. 4.11.1. Hata yükselteci Hata yükselteci çıkışı dış döngü kompanzasyonu için üretilmiştir. Çıkış gerilimi iki diyot tarafından dengelenir ve akım algılama karşılaştırıcısının terslenmiş girişine bağlanmadan önce üçe bölünür. MC44604’ün 13 numaralı girişi düşük durumda iken, VOL hiçbir sürücü darbesinin kaynak çıkışında görünmemesini sağlar. Bu olay güç kaynağı çalışırken yük devre dışı bırakılırsa ya da yumuşak başlangıçta meydana gelir. Hata yükseltecinin en küçük direnci yükselticinin kaynak akımı ve çıkış gerilimi akım algılama karşılaştırıcısının 1,0V kenetleme seviyesi tarafından sınırlanır[19]. R f (min) = R 18 ≈ 3 *1V + 1,4V = 22kΩ 0,2mA 4.11.2. Akım algılama ve PWM işareti MC44604 entegresi akım ve/veya gerilim kontrolörü olarak çalışabilir. Akım işlevli çalışmada MC44604 akım algılama karşılaştırıcısını kullanır. Bu sırada çıkış osilatör tarafından başlatılır ve endüktans akımı hata yükseltici tarafından saptanan eşik değerine ulaşınca sonlandırılır. Bu yüzden bu hata işareti periyottan periyota kontrol edilir. Endüktans akımı güç anahtarına seri bağlı toprak referanslı bir direnç ile gerilime çevrilir. Normal çalışmada bu gerilim MC44604’ün akım algılama giriş ucuna gönderilir[19]. 4.11.3. Testere dişi sinyal üretimi Kararlı durumda osilatör gerilimi 1,6V ve 3,6V arasında değişir. Testere dişi harici bir kapasitörün(C20) şarj ve deşarj akımlarının kullanılmasıyla elde edilir. Testere dişi üretmek için iki karşılaştırıcı kullanılır. Bu karşılaştırıcılardan biri deşarjı 61 sonlandıran şarj başlatan(Cosc yüksek) karşılaştırıcıdır. Cosc düşük) düşük diğeri ise deşarjı başlatan şarjı sonlandıran(Cosc karşılaştırıcısı kendi referans voltajı 1,6V ile C20 kondansatör voltajını karşılaştırır. C20 kondansatör voltajı 1,6V’tan küçük ise deşarj durdurulur. C20 voltajı 3,6V’a ulaşana kadar bu süreç devam eder. Cosc yüksek karşılaştırıcısı kendi referans voltajı 3,6V ile C20 kondansatör voltajını karşılaştırır. C20 kondansatör voltajı 3,6V’büyük olduğunda deşarj başlatılır. C20 kondansatör voltajı 1,6V’altına düşene kadar devam eder. Bu döngü sürekli devam eder ve testere dişi işaret elde edilmiş olur. Şarj ve deşarj durumuna ek olarak üçüncü bir durum görülebilir. Bu durum deşarj durumunun sonunda üretilebilir, osilatör yeniden başlamak için manyetik dengeleme işaretini beklemek zorundadır[19]. Şekil 4.12. MC 44604 osilatör öbek yapısı[19] 62 4.11.4. Osilatör frekansı MC44604 kontrol entegresinin osilatör frekansı aşağıdaki eşitlik kullanılarak bulunur. Tşarj = C T * ΔV / I şarj Tdesarj = C T * ΔV / I deşeşa (4.9) (4.10) Tşarj: Osilatör şarj olma süresi Işarj: Osilatör şarj olma akımı Tdeşarj: Osilatör deşarj olma süresi Ideşarj: Osilatör deşarj olma akımı ΔV : Osilatör geriliminin alacağı en yüksek gerilim değerlerinin farkı Bir peryot ise bu şarj ve deşarj sürelerinin toplamına eşit olacağından fos = 1/(Tşarj + Tdeşarj) olur. Buda yaklaşık olarak[19]: f osc ≈ 0,395 R ref * C T (4.11) Yapılan güç kaynağının çalışma frekansı yaklaşık 50 kHZ’e göre ayarlanmıştır. Devrede kullanılmış olan R21 direnci, C20 kondansatörü Eş. 4.11’e göre hesaplanmıştır. 4.11.5. Aşırı gerilim koruması Aşırı gerilim koruması pin 6 gerilimi ile 2,5V referans gerilimi karşılaştıran bir sezici devre tarafından sağlanır. Eğer pin 6 girişine bir gerilim gelmezse aşırı gerilim koruması entegrenin besleme voltajına göre yapılır. Eş. 4.12’ye göre Vcc gerilimi şöyle hesaplanır[19]. 63 ( 2kΩ ) * VCC ≥ 2,5V ⇒ VCC ≥ 17V 11,6kΩ + 2kΩ (4.12) Besleme geriliminin 17V değerini aşması durumunda aşırı gerilim koruması çalışır. Devrede meydana gelecek aşırı gerilimde meydana gelebilecek ani yükselmelere karşı iki mikro saniyelik bir bekleme uygulanır. Bu zaman sonunda aşırı gerilim hala devam ediyorsa aşırı gerilim koruması devreye girer. Yeni başla emri gelene kadar mosfet tetikleme sinyali üretilmez. Düşük gerilim koruması sisteminin çalışması için önce entegrenin tüm fonksiyonları yerine getirilince çalışma izni verir[19]. Şekil 4.13. MC44604 aşırı gerilim algılama öbek yapısı[19] 64 5. GÜÇ KAYNAĞININ DENEY ÇALIŞMALARI 5.1. Güç Kaynağının Çalışma Performansı Yapılan güç kaynağı 100W çıkış gücünde devrenin giriş gerilimleri ve çıkış gerilimleri tablo ve grafiklerle gösterilmiştir. Devrenin gerilim değerlerini ölçmek için FLUKE marka ve 175 (true RMS) kodlu ölçü aleti kullanılmıştır. Çizelge 5.1. Sabit çıkış gücünde (100W) zamana göre çıkış gerilim değerleri Zaman Giriş 135VDC 14V DC -14V DC 14V DC 8V DC 5V DC 3,3V DC (dk) Gerilimi Çıkış Çıkış Çıkış Çıkış Çıkış Çıkış Çıkış 0 220 135,5 14,5 -14,49 13,17 8,05 5,03 3,36 10 220 135,5 14,51 -14,52 13,44 8,05 5,04 3,36 20 220 135,6 14,53 -14,54 13,47 8,05 5,04 3,36 30 220 135,6 14,55 -14,55 13,49 8,05 5,04 3,36 40 220 135,5 14,55 -14,56 13,51 8,05 5,04 3,36 50 220 135,5 14,56 -14,56 13,22 8,05 5,03 3,37 60 220 135,6 14,54 -14,54 13,27 8,06 5,03 3,38 70 220 135,6 14,57 -14,56 13,26 8,06 5,03 3,38 80 220 135,6 14,57 -14,57 13,16 8,06 5,03 3,38 90 220 135,6 14,58 -14,59 13,16 8,06 5,03 3,38 100 220 135,5 14,57 -14,58 13,84 8,06 5,03 3,38 110 220 135,6 14,59 -14,6 13,75 8,06 5,03 3,38 120 220 135,6 14,6 -14,61 13,75 8,07 5,03 3,38 130 220 135,5 14,6 -14,61 13,77 8,06 5,03 3,38 140 220 135,5 14,65 -14,64 13,76 8,07 5,03 3,38 150 220 135,6 14,66 -14,64 13,75 8,07 5,03 3,38 160 220 135,6 14,67 -14,66 13,76 8,07 5,03 3,38 170 220 135,6 14,69 -14,66 13,76 8,07 5,03 3,38 180 220 135,6 14,68 -14,69 13,79 8,07 5,03 3,38 190 220 135,6 14,69 -14,68 13,78 8,07 5,03 3,38 200 220 135,6 14,69 -14,69 13,88 8,07 5,02 3,38 65 Çizelge 5.2. Sabit çıkış gücünde (150W) değişen giriş gerilimine göre DC çıkış gerilimleri ve hat regülasyonları AC Giriş Gerilimi 135V DC Çıkış 14V DC -14V DC 14V DC Çıkış Çıkış Çıkış 8V DC Çıkış 5V DC Çıkış 3,3V DC Çıkış 109,6 12,7 -12,6 10,82 8,05 5,023 3,37 -19,10% -9,30% -10% -22,70% 0,60% 0,50% 2% 125,9 14,65 -14,66 12,68 8,05 5,023 3,37 -7,10% 4,60% 4,70% -9,40% 0,60% 0,50% 2% 134,8 14,6 -14,61 13,71 8,05 5,024 3,37 130 -0,5 4,30% 4,40% -2% 0,60% 0,50% 2% 135,4 14,41 -14,42 13,73 8,05 5,024 3,37 140 -0,07% 2,90% 3% -1,90% 0,60% 0,50% 2% 135,5 14,49 -14,49 13,82 8,06 5,024 3,37 0% 3,50% 3,50% -1,20% 0,75% 0,50% 2% 135,5 14,49 -14,5 13,85 8,07 5,024 3,37 0% 3,50% 3,50% -1,10% 0,90% 0,50% 2% 135,5 14,5 -14,5 13,88 8,07 5,024 3,38 0% 3,60% 3,60% -0,90% 0,90% 0,50% 2% 135,5 14,52 -14,51 13,88 8,04 5,022 3,38 0% 3,70% 3,60% -0,90% 0,50% 0,40% 2% 135,5 14,52 -14,52 13,88 8,04 5,023 3,38 0% 3,70% 3,70% -0,90% 0,50% 0,50% 2% 135,6 14,54 -14,55 13,92 8,06 5,023 3,38 0,07% 3,90% 3,90% -0,50% 0,75% 0,50% 2% 135,5 14,54 -14,55 13,94 8,07 5,023 3,38 0% 3,90% 3,90% -0,40% 0,90% 0,50% 2% 135,5 14,54 -14,55 13,95 8,07 5,024 3,38 0% 3,90% 3,90% -0,40% 0,90% 0,50% 2% 135,6 14,54 -14,55 13,96 8,06 5,024 3,38 0,07% 3,90% 3,90% -0,30% 0,75% 0,50% 2% 135,6 14,54 -14,55 13,95 8,07 5,023 3,38 0,07% 3,90% 3,90% -0,40% 0,90% 0,50% 2% 135,6 14,55 -14,56 13,94 8,06 5,023 3,38 250 0,07% 3,90% 4% -0,40% 0,75% 0,50% 2% 135,6 14,55 -14,56 13,95 8,05 5,023 3,38 260 0,07% 3,90% 4% -0,40% 0,60% 0,50% 2% 110 120 150 160 170 180 190 200 210 220 230 240 66 DEĞİŞEN GİRİŞ GERİLİMİNE GÖRE DC ÇIKIŞ 160 140 135V DC 120 100 135V DC ÇIKIŞ 80 60 40 20 0 100 120 140 160 180 200 220 240 260 GİRİŞ GERİLİMİ Şekil 5.1. Değişen giriş gerilimine göre 135V DC çıkış voltajı DEĞİŞEN GİRİŞ GERİLİMİNE GÖRE DC ÇIKIŞLAR 16 DC ÇIKIŞ GERİLİMİ 14 12 14V DC ÇIKIŞ 10 8V DC ÇIKIŞ 8 5V DC ÇIKIŞ 6 3,3V DC ÇIKIŞ 4 2 0 100 120 140 160 180 200 220 240 260 GİRİŞ GERİLİMİ Şekil 5.2. Değişen giriş gerilimine göre 14V DC, 8V DC, 5V DC, 3,3V DC voltaj voltajı Şekil 5.1, Şekil 5.2, Şekil 5.3’den de görüldüğü üzere güç kaynağı 140V AC ile 260V AC arasında sorunsuz olarak çalışmaktadır. Gözlemlenen çıkış gerilimleri istenilen gerilim dalgalanmalarının sınırları arasında kalmıştır. Televizyonun yatay saptırma katını besleyen 150-110V DC gerilim değeri ayarlanan gerilim için (devrede 135.5V DC olarak ayarlanmıştır) gerekli regülasyon sağlanmıştır. Bu 67 gerilim televizyonda görüntünün oluşmasını sağladığından dolayı güç kaynağının en önemli çıkış gerilimini oluşturmaktadır. Bu gerilimde meydana gelecek değişimler görüntü bozulmasına sebep olur. DEĞİŞEN GİRİŞ GERİLİMİNE GÖRE DC ÇIKIŞLAR 20 15 DC ÇIKIŞ GERİLİMİ 10 5 0 100 -5 +14V DC ÇIKIŞ 120 140 160 180 200 220 240 -14V DC ÇIKIŞ 260 -10 -15 -20 GİRİŞ GERİLİMİ Şekil 5.3. Değişen giriş gerilimine göre +14V DC, -14V DC çıkış voltajı 0,81 0,805 VERİM 0,8 VERİM 0,795 0,79 0,785 120 140 160 180 200 220 240 260 280 GİRİŞ GERİLİMİ (Vac) Şekil 5.4. Güç kaynağının verimi Geri-yön çeviricilerde verim DC çıkış voltajının değerine göre değişmektedir. DC çıkış voltajı düşük(3,3V ile 5V) olan uygulamalarda verim %70 ile %75 arasında 68 değişmektedir. DC çıkış voltajı yüksek(12V üzerinde) olan uygulamalarda ise verim %80 ile %85 arasında olmaktadır[12,18]. Güç kaynağı üzerinde yapılan deney çalışmalarında güç faktörü 0,53 olarak hesaplanmıştır. Güç kaynağının verimi ile ilgili yapılan çalışmada ise, çıkış yükü sabit tutularak güç kaynağının girişine 140V - 260V AC gerilimler uygulanmıştır ve verimin 0,789 - 0,809 arasında değiştiği tespit edilmiştir. Giriş geriliminin 220V AC olduğunda verimi yaklaşık olarak %81 civarındadır. Şekil 5.4’de yapılan ölçümler sonucunda elde edilen eğri gösterilmiştir. 5.2. Güç Kaynağının Dalga Şekilleri Güç kaynağının DC çıkış voltajlarına bağlı değişken yüklerde çeşitli dalga şekilleri gösterilmiştir. Bu dalga şekilleri Kenwood marka DCS-7020 kodlu osiloskop ile DC akım değerleri ise LG marka DM-332 kodlu ölçü aleti ile ölçülmüştür. Güç kaynağının beslemesi ile osiloskobun beslemesi arasında elektriksel bir yalıtım sağlamak için izolasyon trafosu kullanıldı. Böylece devrenin girişinde yapılacak olan ölçümler sonucunda meydana gelecek olan kısa devreler engellenmiştir. Resim 5.1. 150W çıkış gücünde iken; CH1: şebekeden çekilen akımın dalga şekli, CH2: giriş gerilimi dalga şekli. 69 Resim 5.2. Güç kaynağının süreksiz durumda çalışmasını sağlayan; CH1: manyetik dengeleme sinyali(TN 4), CH2: mosfet tetikleme sinyali(TN 2) Resim 5.3. 260V AC, 150W çıkış gücünde; CH1:mosfet tetikleme sinyali(TN 2) CH2: giriş sargısı üzerindeki dalga şekli(TN 3) 70 Resim 5.4. 140V AC, 150W çıkış gücünde; CH1: mosfet tetikleme sinyali(TN 2) CH2: giriş sargısı üzerindeki dalga şekli(TN3) Resim 5.5. Giriş sargısı üzerindeki dalga şekli Pratikte geri-dönüşlü güç kaynağında güç transformatörünün giriş sargılarında ve çıkış sargılarında oluşan kaçak endüktans, mosfetin çıkış sığa değeri(COSS) ile transformatör sargısının sığa(CXT) değerlerin toplamının oluşturduğu kaçak sığa vardır. Bu kaçak devre elemanları güç kaynağının performansını etkilemektedir[12]. 71 Süreksiz çalışma durumunda ilk aralıkta mosfetin iletime girmesiyle COSS ile CXT deşarj olur. Bu kondansatörlerin bir önceki periyodun sonunda depo ettikleri enerji, iletim aralığının başlangıcında mosfet üzerinde harcanır. Bu enerji parazitlik kondansatörlerdeki gerilimin karesi ile orantılıdır. Bu nedenle yüksek değerli parazitlik kondansatörleri özellikle giriş geriliminin yüksek olduğunda güç kaynağının verimini azaltır. İletim aralığının başlangıcında kaçak endüktansların etkisi azdır çünkü transformatörün üzerinde depolanmış enerjisi yoktur ve çıkış akımının başlangıç değeri sıfırdır[12]. İkinci aralıkta mosfet kesime girer. Giriş sargısında depolanan enerji çıkışa aktarılır. Bu aktarım esnasında giriş sargılarındaki kaçak endüktans giriş sargı akımının değişmesine, çıkış sargılarındaki kaçak endüktans ise çıkış sargısı akımının değişmesine engel olmaya çalışır. Giriş sargı akımı devre gerilimi ve kaçak endüktans değerinin belirlediği eğim ile azalır, çıkış sargı akımı da devre gerilimi ve kaçak endüktansın belirlediği eğim ile artmaktadır. Azalan giriş sargı akımı COSS ve CXT’nin Vms gerilimine kadar şarj olması ile son bulur. Kaçak endüktansın neden olduğu bu maksimum gerilim kaçak darbe gerilimi(leakage spike) olarak tanımlanmaktadır. Pratikte bu gerilimin mosfetin VDSS’e değerini geçmemesi gerekmektedir[12]. Güç kaynağında kaçak endüktansdan dolayı meydana gelen kaçak darbe gerilimi sınırlama devresi kullanılarak mosfet korunmuştur. Sınırlama devresinin etkisi Resim 5.3, Resim 5.4, Resim 5.5’de görülmektedir. Üçüncü çalışma aralığında ise transformatörde depo edilen enerji çıkışa transfer edilmiştir. Çıkıştan girişe yansıyan gerilim sıfıra düşer ve mosfet üzerindeki gerilim düşümü giriş DC voltajına eşit olur. Gerilimin düşmesi ile kaçak sığa ile giriş kaçak endüktansı arasında rezonans oluşur. Rezonans, kayıp nedeniyle azalarak devam eder. Mosfetin iletime girmesiyle rezonans biter ve kaçak sığalar mosfet üzerinden deşarj olur[12]. Resim 5.3, Resim 5.4, Resim 5.5’de görülen dalga şekillerinin sürekli olmayışının nedeni kullanılan osiloskobun tek elektron tabancalı olmasından dolayıdır. 72 Resim 5.2’den görüldüğü üzere, yardımcı sargı üzerinden alınan manyetik dengeleme sinyali 65mV’tan büyük olduğunda mosfet tetikleme sinyali 0 (0V) olmakta, 65mV’tan küçük olduğunda mosfet tetikleme sinyali 1 (12V) olmaktadır. 73 6. SONUÇ VE ÖNERİLER CRT’li televizyon sistemlerinde 3,3V, 5V, 8V, 14V, +14V, -14V ve 135V gerilimlerine ihtiyaç duyulmaktadır. Yapılan çalışmada tek güç anahtarının kullanıldığı geri-yön (flyback) dönüştürücü kullanılarak bu gerilimler elde edilmiştir. Televizyonlarda kullanılmak üzere yapılmış olan bu güç kaynağında, televizyon için gerekli olan DC besleme gerilimleri, müsaade edilen tolerans sınırları içerisinde tutulmuştur. Örneğin 135V için müsaade edilen tolerans değeri ±%0,1’dir. Güç kaynağının ana çıkış gerilimi yatay tarama sisteminin beslenmesinde kullanılan 135V’tur. Bu değer kullanılan tüpe göre 110V ile 150V arasında değişebilmektedir. Kullanılacak olan tüpe göre, yatay tarama sistemi besleme gerilimi ayarlanabilmekte ve ayarlanan değerde gerekli olan gerilim regülasyonu sağlanmaktadır. Bu regülasyon optik yalıtımlı TL431’li geri besleme devresi kullanılarak sağlanmıştır. Giriş devresi ile çıkış devresi arasında optik bağlayıcı ile tam yalıtım sağlanmıştır. Giriş devresinde oluşabilecek gerilim yükselmeleri veya kısa devre gibi durumlarda, çıkış devresi, bağımlı devreler ve sistemlerin bu durumdan etkilenmesi önlenmiştir. Güç kaynağının 3,3V çıkışı LM317, 5V çıkışı 7805, 8V çıkışı 7808 kullanılarak gerekli olan kararlı DC voltajlar elde edilmiştir. Son yıllarda elektrik enerjisine olan ihtiyacın artmasıyla birlikte elektrik enerjisinin daha verimli bir şekilde kullanılması gerekmektedir. Kullanılan kontrol tüm devresi ile televizyonlarda bekleme durumunda iken harcadığı enerji minimum seviyeye çekilmiştir. Resim 5.2’de görüldüğü üzere, güç kaynağının kesikli akım durumunda çalıştırılması ile güç anahtarı üzerinde oluşacak anahtarlama kayıpları en aza indirilmiştir. Transformatörün kaçak endüktansından dolayı güç anahtarı üzerinde oluşan kaçak gerilim dalgalanması sınırlama devresi kullanılarak güç anahtarının zarar görmesi engellenmiştir. Deney neticelerini gösteren Çizelge 5.2’den güç kaynağının 140V – 260V AC arasında sorunsuz çalıştığı görülmektedir. Çıkış yükündeki değişmelere karşı gerilimlerin son derece kararlı olduğu görülmüştür. 74 CRT için yapılan bu çalışmada geri-yön çevirici için gerekli olan tasarım aşamaları adım adım anlatılmıştır. Yapılan bu güç kaynağında kullanılan transformatörün sarım sayısı, çıkış doğrultma diyotları, çıkış kondansatörleri, geri besleme devresinde yapılan değişiklik ile 150W gücünde bir LCD televizyonda kullanılması sağlanmıştır. Resim 5.3, Resim 5.4 Resim 5.5. görülen dalgalanmalar ve EK-1’deki Resim 1.4, Resim 1.5’de görülen zayıflayan dalgalanmalar, devrede mevcut olan kaçak endüktans ve kapasitelerin rezonansa gelmesinden dolayıdır. Kaçak endüktans ve kapasiteler yok edilirse bu dalgalanmalar yok edilebilir. Çalışmanın geliştirilebilmesi için devrenin doğrultucu girişine eklenecek pasif veya aktif güç faktörü düzeltme devresi ile güç faktörü düzeltilebilir. Kullanılan transformatörün değiştirilmesi ile başka elektronik cihazların beslenmesinde kullanılabilir. 75 KAYNAKLAR 1. Carey, D., “Televizyon Nasıl Çalışır” Arkın Kitabevi., İstanbul, 1-6 (1970). 2. Morgül, A. “Televizyon Tekniği”, Boğaziçi., İstanbul, 1-6 (2000). 3. Whitaker, J. C., Benson, B. B., “Standard Handbook of Video and Television Engineering 4th ed.”, McGraw-Hill,Inc., New York, 2-62, 7-21 7-115 (2003). 4. Shiu-Wan Hung, “Competitive Strategies For Taiwan’s Thin Film TransistorLiquid Crystal Display (TFT-LCD) Industry”, Technology In Society, Taiwan, 1-7 (2006). 5. Mohan, N., Undeland, T. M., ROBBINS, W. P., (Çevirenler: Tuncay, N., Gökaşan, M., Bogosyan, S.), “Güç Elektroniği Çeviriciler, Uygulamalar ve Tasarım”, Literatür., 173-198, 323-342, 360-365, 725-751 (2003). 6. Pressman, A. I., “Switching Power Supply Desing”, McGraw-Hill Inc., New York, 4-7, 9-35, 53-141, 267-317 (1991). 7. Rashıd, M. H., “Power Electronics Handbook”, Academic Pres., San Diego, 211-223, 487-494 (2001). 8. Kissell, Thomas E., “Industrial Electronic”, Prentice-Hall Inc., New Jersey, 266-268 (1997). 9. SMPS, Topology Selection of The Output Converter in An Offline Switching Power Supply(SMPS), SMPS, 1 (2003-2006). 10. Brown, M., “Power Supply Cookbook”, Newnes., Boston, 21-80 (2001). 11. Trzynadlowski, M., Andrzej, “Introduction To Modern Power Electronics”, John Wiley & Sons Inc., New York, 366-390 (1998). 12. Power Integrations, Inc., “Flyback Desing Methodology”, Powerint., Aplication Note AN-16, USA, 1-32 (1996). 13. Power Integrations, Inc., “Flyback Desing Methodology”, Powerint, Aplication Note AN-32, USA, 1-16 (2004). 14. On Semiconductor, “Switchmode Power Supplies Reference Manual and Desing Guide”, On Semiconductor Rev. 3A, SMPSRM/D, USA, 5-61 (2002). 76 15. HREN A., KORELIC J., MILANOVIC M., “RC-RCD Clamp Circuit for Ringing Losses Reduction in a Flyback Converter” IEEE Transactions on Circuit And Systems-II, 53(5): 369-373 (2006). 16. Sclocchi, M. “Switching Power Supply, Discontinuous Mode Flyback”, National Semiconductor, USA, 1-13 (2006). 17. Göksu M. Selim, Alan I., “250W Flyback SMPS Design for a Big Size CTV” IEEE Transactions on Consumer Electronics, 49(4): 911-916 (2003). 18. Fairchild Semiconductor, “Desing Guidelines for Off-line Flyback Converters Using Fairchild Power Switch (FPS)”, Application Note AN4137”,Rev1.2.0, 1-20 (2002). 19. ON Semiconductor, “MC44604, High Safety Pulsed Mode Standby Greenline PWM Controller”, ON Semiconductor, USA, 1-24 (2000). 20. XICON PASSIVE COMPONENTS, “Low ESR High Reliability Electrolytic Capasitors”, XICON 5-7 (2002). 21. ON Semiconductor, “220W LCD TV Power Supply Documentation Package”, TND316/D Rev ON Semiconductor, USA, 1-22 (2006). 77 EKLER 78 EK-1. Güç kaynağının dalga şekilleri Resim 1.1. 150W çıkış gücünde iken; CH1: şebekeden çekilen akımın dalga şekli, CH2: giriş gerilimi dalga şekli. Resim 1.2. Doğrultucu diyotlar çıkışındaki gerilim dalga şekli (TN 1) 79 EK-1. (Devam) Güç kaynağının dalga şekilleri Resim 1.3. Güç kaynağının süreksiz durumda çalışmasını sağlayan; CH1: manyetik dengeleme sinyali(TN 4), CH2: mosfet tetikleme sinyali(TN 2) Resim 1.4. 33W çıkış gücünde mosfet tetikleme sinyali(TN 2) 80 EK-1. (Devam) Güç kaynağının dalga şekilleri Resim 1.5. 87W çıkış gücünde mosfet tetikleme sinyali(TN 2) Resim 1.6. 260V AC, 150W çıkış gücünde; CH1:mosfet tetikleme sinyali(TN 2) CH2: giriş sargısı üzerindeki dalga şekli(TN 3) 81 EK-1. (Devam) Güç kaynağının dalga şekilleri Resim 1.7. 140V AC, 150W çıkış gücünde; CH1: mosfet tetikleme sinyali(TN 2) CH2: giriş sargısı üzerindeki dalga şekli(TN3) Resim 1.8. 135V DC besleme gerilimi dalga şekli (TN 5) 82 EK-1. (Devam) Güç kaynağının dalga şekilleri Resim 1.9. Amplifikatör +14V DC besleme gerilimi dalga şekli (TN 7) Resim 1.10. Amplifikatör -14V DC besleme gerilimi dalga şekli (TN 6) 83 EK-1. (Devam) Güç kaynağının dalga şekilleri Resim 1.11. 14V DC besleme gerilimi dalga şekli (TN 10) Resim 1.12. 8V DC besleme gerilimi dalga şekli (TN 9) 84 EK-1. (Devam) Güç kaynağının dalga şekilleri Resim 1.13. 3,3V DC besleme gerilimi dalga şekli (TN 11) 85 EK-2. Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri Alçaltıcı çeviricide sürekli ve süreksiz akım çalışma durumları arasındaki sınır Endüktans akımı iL’nin sıfır olduğu zamanın tam periyot sonuna denk gelmesi, sürekli ve süreksiz sınırda çalışma durumu olarak tanımlanmaktadır. Sınır durumda ortalama endüktans akımı, B indisi sınır değerleri belirtmek üzere I LB = DT t 1 i L, tepe = on (Vd − V0 ) = (Vd − V0 ) = I 0 B 2 2L 2L (2.1) Devrenin çalışması sırasında T, Vd, V0, L ve D sabit iken ortalama çıkış akımı endüktans sınır akımı ILB’den küçük olursa, iL akımı süreksiz olacaktır[5]. Alçaltıcı çeviricide Süreksiz akım durumu Süreksiz akım durumu uygulama alanlarına bağlı olarak ya giriş gerilimi sabit ya da çıkış gerilimi çalışma süresince sabit tutulur. Alçaltıcı çeviricide Vd sabit, akım süreksiz Doğru akım motorlarının hız denetimi yapılırken Vd giriş gerilimi sabit, V0 çıkış gerilimi çevricinin çalışma oranı D ayarlanarak sağlanır. V0 = DVd olduğundan Eş. 2.1’den, sürekli akım iletiminin sınırındaki endüktans akımı I LB = Ts VD D(1 − D) 2L (2.2) olur. Yukarıdaki eşitlikte de Vd ve diğer tüm parametreler sabit tutularak, ILB nin, D çalışma oranına bağlı değişimi Şekil 2.1.b’deki gibi olur. Sürekli akım durumunu sağlayan sınır yük akımının(bundan daha küçük akım değerlerinde süreksizlik başlamaktadır), en büyük değeri D = 0,5 değerinde oluşmaktadır. Bu değer 86 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri I LB,max = Ts Vd 8L (2.3) Eş. 2.2 ve Eş. 2.3’den endüktans akımı I LB = 4I LB, max D(1 − D) olur. a) (2.4) b) Şekil 2.1. Sürekli-Süreksiz sınır durumunda, (a) akım dalga şekli, (b)t ILB-D grafiği Çevricinin Şekil 2.1.a’da görüldüğü gibi verilen T, L, Vd, D değerleri için sürekli akım sınır durumunda olsun. Bu değerler sabit kalırken yük direnci yükselirse ortalama endüktans akımı azalır ve devrenin süreksiz duruma gitmesine sebep olur. Şekil 2.2’den görüleceği üzere Δ 2Ts süresi boyunca endüktans akımı sıfırdır ve yüke verilen güç süzgeç kondansatörü tarafından sağlanır. Bu süre boyunca endüktans gerilimi sıfırdır. Endüktans gerilimi bir periyot boyunca integrali sıfıra eşitleyerek[5]. (Vd − V0 ) DTs + (−V0 )Δ 1Ts = 0 (2.5) 87 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri V0 D = Vd D + Δ 1 D + Δ1 < 1 (2.6) Şekil 2.2. Alçaltıcı çevricide süreksiz akım durumu Şekil 2.2’den i L ,tepe = V0 Δ 1Ts L I 0 = i L ,tepe D + Δ1 2 (2.7) (2.8) = V0Ts ( D + Δ 1 )Δ 1 (Eş. 2.7’den) 2L = V0 Ts DΔ 1 2L (2.10) = 4i LB ,max DΔ 1 (2.11) Δ1 = I0 4 I LB ,max D Eş. 2.6 ve Eş. 2.12’den (2.9) (2.12) 88 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri V0 = Vd D2 1 D + ( I 0 / I LB ,max ) 4 (2.13) 2 Alçaltıcı çeviricide V0 sabit, akım süreksiz Çıkışı ayarlanmış güç kaynaklarında giriş gerilimi Vd değişebilir fakat çıkış gerilimi V0 çalışma oranı D nin değişmesiyle sabit tutulur[5]. Vd = V0 / D iken, sürekli akım durumunun sınırında ortalama endüktans akımı Eş. 2.1’den I LB = Ts V0 (1 − D) 2L (2.14) olur. Yukarıdaki eşitlikte V0 sabit tutulduğunda ILB nin en büyük değeri D = 0 olduğunda alır ve I LB,max = Ts V0 2L (2.15) olur. Gerçek bir çalışma durumunda D asla sıfır değerini almaz. Eş. 2.14 ve Eş. 2.15’den I LB = (1 − D)I LB,max (2.16) Çalışma oranı D; ⎡ I0 V ⎢I D = 0 ⎢ LB. max V0 Vd ⎢ ⎢1 − V d ⎣ ⎤ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ 1/ 2 (2.17) 89 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri Alçaltıcı çeviricide çıkış gerilimindeki dalgalanma Çıkış gerilimindeki dalgalanmalar uygun bir kapasite değeri için Şekil 2.3’e göre hesaplanabilir. Endüktans akımı üzerindeki dalgalanama bileşenlerin hepsi kondansatörden ve akımın ortalama bileşenin de direnç üzerinden yüke aktığını varsayarsak iki tepe arasındaki dalgalanma aşağıdaki şekilde yazılabilir[5]. ΔV0 = ΔQ 1 1 ΔI L Ts = C C2 2 2 (2.18) Şekil 2.3. Alçaltıcı çevricide çıkış gerilimi dalgalanması Kesim süresi boyunca ΔI L = V0 (1 − D)Ts L ΔI L Eş. 2.18’de yerine koyarsak (2.19) 90 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri ΔV0 = Ts V0 (1 − D)Ts 8C L ⎛f ΔV0 1 Ts2 (1 − D) π 2 (1 − D)⎜⎜ c = = V0 8 LC 2 ⎝ fs (2.20) ⎞ ⎟⎟ ⎠ 2 (2.21) Burada anahtarlama frekansı fc = 1 2π LC (2.22) olur. Çıkış gerilimindeki dalgalanma çevrici sürekli akım durumunda çalıştığı sürece çıkış gücünden bağımsızdır. Anahtarlamalı güç kaynaklarında çıkış gerilimindeki dalgalanma %1’in altında olması istenir[6]. Alçaltıcı çeviricide uygun anahtarlama frekansı Uygun anahtarlama frekansı seçerken ilk olarak çıkıştaki L ve C1 in küçülmesi için yüksek frekans seçilebilir. Yüksek frekans seçilince diğer elemanlar üzerinde olumsuz sonuçlar meydana getirir. Anahtar üzerinde olacak AC anahtar kayıplarını artırır ve anahtarın daha çok ısınmaması için daha büyük soğutucuya ihtiyaç duyulur. Alçaltıcı tip çeviricilerde 25kHz ile 50kHz arasında frekans arttıkça önemli hacim avantajları sağlanabilir. Anahtarlama frekansı 50kHz üzerinde çıkıldığında önemli bir avantaj sağlamaz[6]. Yükseltici çeviricide sürekli ve süreksiz akım durumları arasındaki sınır Bu sınır durumu endüktans akımının toff süresinin sonunda sıfıra düşmesidir. Şekil 2.4.a’da sürekli akım durumu sınırındaki dalga şekli verilmiştir. Bu sınır durumda endüktans akımının ortalama değeri 91 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri I LB = 1 i L, tepe 2 (2.23) I LB = 1 Vd t on 2 L (2.24) I LB = Ts V0 D(1 − D) 2L (2.25) bulunur. Bir yükseltici çevricide endüktans akımı ile giriş akımının aynı olduğunu varsayarsak Bölüm 3 Eş. 3.10 ile Eş. 2.24’i kullanarak sınır durumdaki ortalama çıkış akımı I 0B = Ts V0 D(1 − D) 2 2L a) (2.26) b) Şekil 2.4. Sürekli süreksiz sınır durumda çevricinin, (a) Akım dalga şekli (b)ILB-D ve I0B-D grafiği Yükseltici çevricilerde çıkış gerilimi V0 sabit olması istenir. Sabit çıkış gerilimi aynı zamanda değişken çalışma oranın olması, giriş geriliminin değişmesinden dolayıdır. V0 sabit kalarak I0B D nin fonksiyonu olarak değişimi Şekil 2.4.b’de gösterilmiştir. Şekil 2.4.b’de ILB en yüksek değerine D nin 0,5 iken ulaştığı görülmektedir[5]. 92 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri I LB,max = Ts V0 8L (2.27) I0B, D = 0,333 olduğu durumda en yüksek değeri alır. I 0 B,max = TV 2 Ts V0 = 0,074 s 0 27 L L (2.28) En büyük değerleri cinsinden ILB ve I0B; I LB = 4D(1 − D)I LB,max I 0B = 27 D(1 − D) 2 I 0 B,max olur. 4 (2.29) (2.30) Eğer ortalama yük akımı, endüktans akımının altına düşerse akım süreksiz olur[5,6]. Yükseltici çeviricide süreksiz akım çalışma durumu Süreksiz akım durumunda Vd ve D nin sabit kaldığı varsayılacaktır. Süreksiz akım durumuna ait dalga şekilleri Şekil 2.5’de gösterilmektedir. Bir periyot boyunca endüktans geriliminin integrali sıfıra eşit olacağından Şekil 2.5. Yükseltici çevrici süreksiz akım durumu 93 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri V0 Δ 1 + D = Vd Δ1 (2.31) I0 Δ1 = I d Δ1 + D (2.32) Pd = P0 olduğundan ortalama giriş akımı ortalama endüktans akımına eşit olacağından [5] Id = Vd DTs (D + Δ1 ) 2L I0 = ( (2.33) Ts VD )DΔ 1 2L (2.34) olur. Pratikte V0 sabit, Vd gerilim değişimleri D nin değişmesi ile sağlanır. D yi yük akımı ve V0/Vd oranına göre Eş. 2.31’den faydalanarak[5], D=( V0 − 1)Δ 1 Vd (2.35) Eş. 2.28, Eş. 2.33, Eş. 2.34’den I0 = 27 I 0 B max 1 D) Vd D( V0 4 V0 −1 Vd ⎡ 4 V0 V0 I ⎤ D=⎢ ( − 1) 0 ⎥ I 0 B,max ⎦⎥ ⎣⎢ 27 Vd Vd (2.36) 1/ 2 olur. (2.37) Yükseltici çeviricide çıkış gerilimindeki dalgalanma Çıkış gerilimindeki dalgalanma gerilimin maksimuma çıktığı değer ile minimum düştüğü değer arasındaki farktır. Çıkış gerilimindeki dalgalanmayı Şekil 2.6’deki 94 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri dalga şekilleri yardımı ile hesaplayabiliriz. Diyot akımı id nin dalgalı akım bileşeni kondansatörden, ortalama akım bileşeni yük üzerinden akacaktır[5,6]. ΔV0 = ΔQ I 0 DTs = C C (2.38) ΔV0 = V0 DTs R C (2.39) ΔV0 DTs = V0 RC ΔV0 DTs = V0 τ (2.40) ( τ = RC zaman sabiti) (2.41) Şekil 2.6. Yükseltici çevrici çıkış gerilimi dalgalanması Alçaltıcı-yükseltici çeviricide sürekli ve süreksiz akım çalışma durumları arasındaki sınır Şekil 2.7.a’da sürekli akım sınırındaki dalga şekli verilmiştir. Bu sınır durumu endüktans akımının toff süresinin sonunda sıfıra düşmesidir[5]. I LB = 1 i L, tepe 2 (2.42) I LB = Ts Vd D 2L (2.43) 95 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri I0 = IL − Id (2.44) Endüktans ve çıkış akımının süreksizlik sınırındaki değerleri şöyle olur. I LB = Ts V0 (1 − D) ve 2L (2.45) I OB = Ts V0 (1 − D) 2 dir. 2L (2.46) ILB ve IOB nin en yüksek değerleri D = 0 iken alırlar. I LB = I oB = Ts V0 olur. 2L (2.47) I LB = I LB,max (1 − D) (2.48) I oB = I oB,max (1 − D) 2 (2.49) (a) (b) Şekil 2.7. Sürekli süreksiz sınır durumdaki çeviricinin, (a) akım dalga şekli, (b) ILB-D grafiği 96 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri Alçaltıcı-yükseltici çeviricide süreksiz akım çalışma durumu Süreksiz akım durumu için dalga şekilleri Şekil 2.8’te gösterilmiştir. Endüktans üzerindeki gerilim bir periyot boyunca integrali sıfıra eşit olacağından[5]; Vd DTs + (−V0 )Δ 1Ts = 0 (2.50) V0 D = Vd Δ 1 (2.51) I0 D = I d Δ1 (2.52) Şekil 2.8’den IL = Vd DTs (D + Δ 1 ) 2L (2.53) bulunur. V0 sabit olmak üzere D’yi çıkış akımı ve V0/Vd cinsinden yazarsak ; I0 = IL − Id (2.54) I0 Δ = 1 IL − I0 D (2.55) I0 = Δ1 IL D + Δ1 I 0 = Δ1 Δ1 = Vd DTs 2L (2.57) DVd V0 I0 = D2 V0 Vd (2.58) Vd2 Ts V0 2L (2.59) Vd 2 ) I 0 B,max V0 (2.60) I0 = D2 ( D= (2.56) I0 I 0 B,max bulunur. (2.61) 97 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri Şekil 2.8. Alçaltıcı yükseltici çevricinin süreksiz akım durumu Alçaltıcı-yükseltici çeviricide çıkış gerilimindeki dalgalanma Çıkış gerilimindeki dalgalanma yükseltici tip çevirici ile benzer özelliktedir. Sürekli akım çalışma durumundaki çıkış geriliminin (Bkz Şekil 2.6) dalga şekline göre hesaplanırsa[5]; ΔV0 = ΔQ I 0 DTs = C C (2.62) ΔV0 = V0 DTs R C (2.63) ΔV0 DTs = V0 RC ΔV0 DTs = V0 τ (2.64) ( τ = RC zaman sabiti) (2.65) Çift anahtarlı ileri-yön çevirici Şekil 2.9’daki şekilden de anlaşılacağı üzere iki tane güç tranzistörü vardır. Q1 ve Q2 tranzistörleri transformatörün alt ve üst ucuna seri olarak bağlıdırlar. Q1 ve Q2 tranzistörleri eş zamanlı olarak iletime ve eş zamanlı olarak kesime geçmektedir. 98 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri Bu çeviricideki tranzistörlerin maruz kaldıkları gerilim baskısı tek tranzistörlü çeviricinin yarısı kadardır. D3 ve D4 diyotları ise, Q1 ve Q2 tranzistörleri kesimde iken transformatördeki mıknatısla akımını girişe uygularlar ve bundan dolayı mıknatıslanmayı gidermek için kullanılan sargılara gerek kalmaz. Q1 ve Q2 tranzistörleri iletimde durumunda iken, giriş sargı ve çıkıştaki tüm noktalı uçlar pozitif olmakta ve güç, yüke aktarılmaktadır. Tranzistörlerin kesim durumunda iken, transformatörün girişindeki manyetik endüktansta depolanan akım tüm sargılarda ters polaritede görülmektedir. NP ’nin noktalı olan ucu negatife gitmek ister fakat D4 diyotu tarafından engellenir. NP ’nin noktasız olan ucu ise pozitife gitmek ister fakat D3 diyotu tarafından bu olayın olması engellenmektedir[6,7]. + Q1 Vs D1 IL D3 Vdc L1 Vo VL D4 D2 Np Ns R C1 Yük Ip KONTROL DEVRESI Q1 VQ1 - Şekil 2.9. Çift anahtarlı ileri yön çeviricinin devre şeması Bu yapının diğer bir avantajı ise, kaçak endüktansındaki enerjinin israf edilmemiş olmasıdır. Kaçak endüktansda biriken enerji, bazı direnç elemanları ya da güç tranzistörleri tarafından israf edilmez. Tranzistörler kesimdeyken kaçak endüktansda biriken enerji, iletim durumundaki D3 ve D4 diyotları ile Vdc ’ye geri gönderilir. Kaçak endüktans akımı D3 diyotu yardımıyla NP ’nin noktasız olan ucundan, Vdc ’nin pozitif olan ucuna doğru gönderilir. Negatif olan uç ise D4 diyotu ile NP ’nin noktalı olan ucuna doğru akmaktadır. Şekil 2.9’daki uygulama, nüvenin her zaman resetlenebileceğini göstermektedir. Burada reset süresi iletim süresine eşittir[6]. 99 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri Tranzistörler kesimdeyken NP üzerindeki ters polariteye sahip gerilim, tranzistörler iletimdeyken NP üzerinde iletim yönündeki gerilime eşittir. Eğer maksimum iletim zamanı yarı periyodun %80 inden fazla olmazsa, nüve diğer periyoda başlanmadan önce geriye kalan %20’lik zaman diliminde güvenli bir şekilde resetlenebilmektedir[6]. İtme-çekme çevirici Şekil 2.10’da itme-çekme çeviricinin devre yapısı gösterilmiştir. İtme-çekme çevrici alçaltıcı tip çevriciden türetilmiş bir çevrici türüdür. İtme-çekme çevirici en eski ve en önemli olan topolojilerden biridir. İtme-çekme çevirici çok çıkışlı, girişten DC izoleli ve yüksek çıkış gücü verebilmektedir. İtme-çekme çeviricide çıkış voltajı giriş voltajından daha yüksek veya daha düşük olabilir[5,6]. Vs D1 IL L1 Vo VL Np R Ns C1 + Vdc Q1 Yük D2 Q2 KONTROL DEVRESI - Şekil 2.10. İtme-çekme çeviricinin devre şeması İtme-çekme çeviricide Q1 tranzistörü devreye girdiğinde giriş gerilimi, transformatörün giriş sargılarından yarısına, Q2 tranzistörü devreye girdiğinde diğer yarısına uygulanır. Bunun sonucunda çıkış sargılarında aralarında 180° faz farkı olan ve birbirini tamamlayan kare dalga şeklinde bir çıkış verir. Q1 tranzistörü iletime girdiğinde D1 diyotu da iletime geçer ve yükü besler. Q2 tranzistörü iletime 100 EK-2. (Devam) Temel çevricilerde diğer durumlar ve diğer çevirici tipleri geçtiğinde ise D2 diyotu iletime geçer ve yükü besler. Tranzistörler iletimde olmadığı süre içinde D1 ve D2 diyotları aynı anda iletimdedirler[6]. Tranzistörler iletime girdiğinde üzerinde yaklaşık 1V gerilim düşümü ve çıkış sargısında bulunan schotky diyot üzerinde de 0,5 V (normal diyot kullanılmış ise 1V) gerilim düşümü sonuncunda çıkış gerilimi; ⎡ ⎤ 2Ton ⎛ Ns ⎞ ⎟⎟ − 0,5⎥ Vo = ⎢(Vdc − 1)⎜⎜ ⎝ Np ⎠ ⎣ ⎦ T (2.66) olur. Bobin değeri ise Ton ⎞ ⎛ ⎟R ⎜1 − 2 T ⎠ ⎝ L= 4f (2.67) C değeri ise şöyle hesaplanabilir. C min Ton ⎞ ⎛ ⎜1 − 2 ⎟Vo T ⎠ ⎝ = 32Vr Lf 2 (2.68) Bu çevirici D= Ton/ T oranının alabileceği en büyük değer 0,5 dir. Pratikte tranzistörleri aynı anda iletimde tutmamak için belli bir boşluk zamanı bırakılır ve bunun sonucunda D değeri 0,5 daha küçük olur. Bu çeviricinin en önemli dezavantajlarından biri tranzistörlerin maruz kaldığı gerilim baskısıdır. İkinci önemli dezavantajı ise akı dengesizlikleridir. Bunu sorunu gidermenin en iyi çözümü akım durumlu kontrol tekniğinin kullanılmasıdır[6]. 101 EK-3. Çevirici tiplerine göre anahtar üzerinde oluşan gerilim, sınırlama ve Çizelge 3.1. Kullanılan çevrici tipine göre anahtar üzerinde oluşan gerilim[14] söndürme devreleri Şekil 3.1. Çeşitli sınırlama ve söndürme devreleri[14] Çizelge 3.2. Diyot çeşitleri, ortalama gerilim düşümü, toparlanma zamanları ve kullanıldığı yerler[14] 102 EK-3. (Devam) Çevirici tiplerine göre anahtar üzerinde oluşan gerilim, sınırlama ve söndürme devreleri 103 EK-4. Güç kaynaklarında kullanılan geri besleme devre şekilleri Şekil 4.1. Temel geri besleme devre yapısı[13] Şekil 4.2. Gelişmiş geri besleme devre yapısı[13] 104 EK-4. (Devam) Güç kaynaklarında kullanılan geri besleme devre şekilleri Şekil 4.3. Optik yalıtıcılı ve zenerli geri besleme devre yapısı[13] Şekil 4.4. Optik yalıtıcılı ve TL431 geri besleme devre yapısı[13] Çizelge 5.1. Düşük ESR’li kondansatörlerin elektriksel özellikleri[20] 105 EK-5. Düşük ESR’li kondansatörlerin katalog değerleri 106 EK-5. (Devam) Düşük ESR’li kondansatörlerin katalog değerleri Çizelge 5.2. Düşük ESR’li kondansatörlerin dalgalanma akım değerleri[20] 107 EK-5. (Devam) Düşük ESR’li kondansatörlerin katalog değerleri Çizelge 5.3. Düşük ESR’li kondansatörlerin ESR değerleri[20] 108 EK-5. (Devam) Düşük ESR’li kondansatörlerin katalog değerleri Çizelge 5.4. Düşük ESR kondansatörlerin boyutları[20] 109 EK-6. Güç kaynağının devre şeması T.N. 11 T.N. 1 470p 1kV 3 D1 1N4007 HAT FİLTRESİ D14 BY D33D C27 470p 1kV R22 1n 1kV C2 100n 250V C10 16V D16 BY D33D C28 3k9 C29 0 7808 150u 400V R4 C4 1n 1kV D4 1N4007 C6 1n 1kV 100n 50V 1 1000u 16V 8,5V C14 10n 630V BY D33D 100n 50V C33 BA159 D10 C31 470p 1kV U2 7805 C34 1 BA159 D18 BY W95A C36 R11 27k C18 100p 50V 7k5 470p 1kV C39 T.N. 2 Q1 C15 1k R17 22k R7 47r T.N. 7 R25 820r C38 2200u 16V C42 2200u 16V BY W95A -14V C40 470p D13 180k 1N4148 R11 C35 220u 16V R6 1k R12 5V 220p 630V 1k5 100n 63V MC 44604 C21 VOUT T.N. 6 D19 R13 T.N. 8 2 3 470P 1kV C41 100n 50V 8V +14V R24 820r 0 T.N. 4 T.N. 9 C37 100n 50V MTW8N60 C20 820p 50V 9 0 K2 T.N. 3 C17 1n 57V 2 C30 220u 16V VIN 2200u 16V D7 14V 0 VOUT 0 D17 100n 50V 2k55 U3 VIN K1 21k L1 2u2H R1 22k R15 C27 GND D2 1N4007 C19 1n 50v R23 3 100n 250V C5 3,3V T.N. 10 . . C1 C3 1n 1kV D3 1N4007 2 GND 140V AC - 260V AC VOUT 4700u 16V FUSE R16 VIN ADJ C26 U1 1 C25 3,15A LM317 R5 1k 15k 1 T.N. 5 0 D20 BY M26C L2 150uH 150-115V R18 K3 R10 C22 1n 50V 22k R21 10k 150r R9 0,33r R8 0.22r C43 C44 47u 160V 470P 1kV R26 99k C16 100u 25V D21 BA159 R34 100r 2 CQY 80NG 5 1 C23 10n 50V 220k R37 22r C45 33n 63V 2 R36 R35 47r 8k2 4 C48 120p 500V Q2 MCR22-6 R33 10k D22 6 11V 1 R19 R40 47r R38 10k D23 C46 R28 1k 0-10k 100n 50V 8 VR1 TL431 R31 4k7 6 Q5 BC548B R39 0 R29 4k7 Q4 BC548B Q3 BC548B R32 10k 1k R30 10k 0 1 Normal Çalışma 0 Standbay Şekil 5.1. 200W CRT televizyon geri-yön güç kaynağı devre şekli R27 47k C47 100n 50V 110 EK-7. Güç kaynağının baskı devre çizimleri Şekil 7.1. Malzeme yerleşim planı 111 EK-7. Güç kaynağının baskı devre çizimleri Şekil 7.2. Baskı devre 112 EK-8. Kontrol entegresi 113 EK-8. (Devam) Kontrol entegresi Çizelge 8.1. Kontrol Entegresinin giriş bacaklarının işlevi 114 EK-8. (Devam) Kontrol entegresi Şekil 8.1. MC44604 genel uygulama devresi 115 EK-9. MTW8N60E ait veriler 116 EK-9. (Devam) MTW8N60E ait veriler Çizelge 9.1. MTW8N60E ait elektriksel özellikler 117 EK-10. Doğrusal gerilim regülatörleri Şekil 10.1. LM317 doğrusal gerilim regülatörü 118 EK-10. (Devam) Doğrusal gerilim regülatörleri Çizelge 10.1. LM317 ait elektriksel özellikler 119 EK-10. (Devam) Doğrusal gerilim regülatörleri Şekil 10.2. 78 serisi doğrusal gerilim regülatörleri 120 EK-10. (Devam) Doğrusal gerilim regülatörleri Çizelge 10.2. 7805 doğrusal gerilim regülatörünün elektriksel özellikleri 121 EK-10. (Devam) Doğrusal gerilim regülatörleri Çizelge 10.3. 7808 doğrusal gerilim regülatörlerinin elektriksel özellikleri 122 EK-11. BYM26C hızlı diyot Çizelge 11.1. BYM26 serisi diyotların maksimum çalışma değerleri 123 EK-11. (Devam) BYM26C hızlı diyot Çizelge 11.2. BYM26 serisi diyotların elektriksel özellikleri 124 EK-12. TL431 regülatörün yapısı 125 EK-12. (Devam) TL431 regülatörün yapısı Çizelge 12.1. TL431’in elektriksel özellikleri 126 EK-13. 150W LCD televizyon güç kaynağı Güç Kaynağının Vhatmin , Vhatmak, fL, Po, η’in Belirlenmesi • Vhatmin, Vhatmak şebeke geriliminin alacağı en küçük ve en yüksek değerdir. • fL şebekenin frekansı. • Po güç kaynağının çıkış gücü • η güç kaynağının verimi Giriş gerilimi 50 Hz, Vhatmin 120V AC, VDCmin 100V, Vhatmak 260V AC olarak kabul edilirse; VDC mak = 2 * Vhat mak ⇒ VDC mak = 2 * 260 = 368V Çizelge 13.1. Devrenin özellikleri Çıkış Gerilimi Çıkış Akımı Çıkış Gücü Dalgalanma 30V 1A 30W 100mV 24V 4A 96W 100mV 12V 1A 12W 100mV 5V 1A 5W 100mV Po = 30*1A+24*4A+12*1A+5*1A Po = 143 W bulunur. Güç kaynağının verimini yaklaşık %80 olarak kabul edilirse; η= Po 143W ⇒ Pin = = 179 W 0 .8 Pin 127 EK-13. (Devam) 150W LCD televizyon güç kaynağı Güç Kaynağının Giriş Devresi ve DC Hat Kondansatörün Bulunması Güç kaynağında kullanılacak olan C10 kondansatörünün değeri Eş. 3.21’e göre hesaplanırsa 133uF çıkmaktadır. VDCmak gerilimi 368V olarak bulunmuştu, bulunan bu iki değer yardımıyla C10 kondansatörü 150uF 400V seçilmiştir. 100 = 2 * 120 2 − 1 − 3ms) 2 * 50 ⇒ C IN = 133uF 0,8 * C IN 2 *143( 3,15A + 140V AC - 260V AC FUSE D1 1N4007 HAT FİLTRESİ 100n 250V C1 . . C3 1n 1kV D3 1N4007 C2 100n 250V C5 1n 1kV C10 Vdc 150u 400V D2 1N4007 C4 1n 1kV D4 1N4007 C6 1n 1kV - Şekil 13.1. Güç kaynağının giriş devresi Güç Kaynağının Ton, Ip, Lp Değerlerinin Bulunması Vms = 1,5 * VDC ⇒ Vms = 1,5 * 368 = 552 Anahtarlama frekansı 50 kHz olsun ve bulunan çıkış gücü ile mosfet üzerinden geçecek maksimum akım Ip değeri şöyle bulunur. 128 EK-13. (Devam) 150W LCD televizyon güç kaynağı Np 552 = 368 + Np Ns Ns (24 + 1) ≅ 7,4 Maksimum iletim süresi ise 24V çıkışa göre yapılırsa (güç kaynağının ana çıkışı); Ton = (Vo + 1)( N P / N sm )(0.8T ) 25 * 7,4 * 0.8 = = 10,42μs . (Vdc − 1) + (Vo + 1)( N P / N sm ) ((100 − 1) + 25 * 7,4)50000 Giriş sargıları endüktansı ise Lp = (Vdc Ton ) 2 2.5T P0 (100 *10,42 * 10 −6 ) 2 = * 50000 = 152μH 2,5 *143 Giriş sargılarında oluşacak olan tepe akımı ise Ip = Vdc Ton Lp I rms( giriş ) = IP 3 = 100 * 10,42 *10 −6 = 6,9A 152 *10 −6 Ton 6,9 10,42μs = = 2,9A T 20μs 3 Devrenin giriş sargılarından geçen tepe akımı 6,9A ve mosfet üzerinde oluşacak gerilim düşümü 552V olarak bulunmuştur. Seçilecek olan mosfetin VDSS > 552V ve ID > 6,9A olacak şekilde seçilmelidir. Devrede kullanılan mosfetin katalog değerleri 600V sürekli akım değeri 8A, 10µs 20A olarak verilmiştir ve devre için gerekli akım ve gerilim değerlerini sağlamaktadır. 129 EK-13. (Devam) 150W LCD televizyon güç kaynağı Çıkış Sargılarında Kullanılan Doğrultma Diyotların Seçimi Çıkış sargılarında kullanılan doğrultucu diyot seçimleri Eş.5.1, Eş.5.2 ve Eş.5.3’e göre yapılır. PIV30 = 30 + (368 * 0,162) ⇒ PIV30 = 90V, VR = 113V I D ≥ 3 * 1 ⇒ I D ≥ 3A Devrenin 30V DC çıkışında MUR420 malzeme numaralı diyot kullanılmıştır.(200V4A, trr = 35ns) PIV24 = 24 + (368 * 0,135) ⇒ PIV24 = 74V, VR = 92V I D ≥ 3 * 4 ⇒ I D ≥ 12A Devrenin 24V DC çıkışında BYV32-200 malzeme numaralı diyot malzeme numaralı diyot kullanılmıştır.(200V-16A, trr = 25ns) PIV12 = 12 + (368 * 0,065) ⇒ PIV12 = 36V, VR = 45V I D ≥ 3 * 1A ⇒ I D ≥ 3A Devrenin 12V DC çıkışında MUR-415 kullanılmıştır.(150V-4A, trr = 35ns) PIV5 = 5 + (368 * 0,027) ⇒ PIV5 = 26V, VR = 33V I D ≥ 3 * 1 ⇒ I D ≥ 3A Devrenin 5V DC çıkışında MUR415 malzeme numaralı diyot kullanılmıştır.(150V5A, trr = 35ns) 130 EK-13. (Devam) 150W LCD televizyon güç kaynağı Çıkış Sargılarında Kullanılan Kondansatörler Güç kaynağında çıkışında kullanılan kondansatör değerleri Eş. 4.4, Eş. 4.5, Eş. 4.6’ya göre hesaplanırsa; +30V çıkışında kullanılan kondansatör değeri C 30 V = I O ESR 30 V = Ton 10,42 *10 −6 ⇒ C 30 V = 1 = 417 uF ΔVO * 0,25 100 *10 −3 * 0,25 ΔVO * 0,75 IO ⇒ ESR 30 V 100 *10 −3 * 0,75 = = 0,075Ω 1 EK-5’te verilmiş olan kondansatörlerin ESR değerlerine göre 35V 1000uF kondansatör bu çıkış için uygundur. +24V çıkışında kullanılan kondansatör değeri C12 V = I O ESR 24 V = Ton 10,42 *10 −6 ⇒ C12 V = 1 = 417 uF ΔVO * 0,25 100 * 10 −3 * 0,25 ΔVO * 0,75 IO ⇒ ESR 24 V 100 * 10 −3 * 0,75 = = 0,019Ω 4 Bu çıkış için 35V 1000uF kondansatör seçilip burada dalgalanmaları azaltmak için bir LC süzgeç ilave edilmiştir. 100uF kondansatör ile 10uH’lik bir süzgeç ilave edilmiştir. LC süzgecin kesme frekansı yaklaşık olarak anahtarlama frekansının 1/10’u olacak şekilde seçilmiştir. +12V çıkışında kullanılan kondansatör değeri 131 EK-13. (Devam) 150W LCD televizyon güç kaynağı C12 V Ton 10,42 *10 −6 = IO ⇒ C12 V = 1 = 417 uF ΔVO * 0,25 100 * 10 −3 * 0,25 ESR 12 V = ΔVO * 0,75 IO ⇒ ESR 12 V = 100 *10 −3 * 0,75 = 0,075Ω 1 EK-5’te verilmiş olan kondansatörlerin ESR değerlerine göre 16V 2200uF kondansatör bu çıkış için uygundur. +5V çıkışında kullanılan kondansatör değeri C 5V Ton 10,42 *10 −6 = IO ⇒ C 5V = 1 = 417 uF ΔVO * 0,25 100 * 10 −3 * 0,25 ESR 5 V = ΔVO * 0,75 IO ⇒ ESR 5 V = 100 *10 −3 * 0,75 = 0,075Ω 1 EK-5’te verilmiş olan kondansatörlerin ESR değerlerine göre 10V 2200uF kondansatör bu çıkış için uygundur. Güç Kaynağının Söndürme Devresi R4 22k 10n 630V C14 MTW8N60 Q1 D7 C15 BA159 220p 630V Şekil 13.2. Güç kaynağının söndürme devresi SMT 132 EK-13. (Devam) 150W LCD televizyon güç kaynağı Pl = 1 1 1 L l (I ptepe ) 2 = PRc ⇒ PRc = 6 *10 −6 * (6,9) 2 * 50000 = 7,1W 2 Ts 2 VRc ( t 1 ) = VCc ( t 1 ) = γVDS,MAX − VDC ⇒ VRc ( t 1 ) = 0,9 * 552 − 100 = 397 Rc = (VRc ( t 1 )) 2 397 2 ⇒ Rc = = 22k Pl 7,1 C c ⟩⟩ Ts / R c ⇒ C c ⟩⟩1 /(22000 * 50000) ⇒ C⟩⟩1nF Güç Kaynağının Geri Besleme Devresi Güç kaynağının geri besleme devresinde TL431’in referans gerilimi 24V dc çıkışta 2,5V olacak şekilde aşağıdaki eşitlik yardımıyla direnç değerleri bulunmuştur. 2,5V = R 26 24 * (R 39 + VR x ) + R 39 + VR 5V GİRİŞİ CQY 80NG Vcc 5 24V GİRİŞİ R34 66r R26 1 18k C45 2 6 Kontrol Entegresine C23 10n 50V 33n 63V 1 R40 33r 4 D23 8 VR1 0-1k 6 TL431 R38 10k R39 2k 0 Şekil 13.3. Güç kaynağının geri besleme devresi 133 EK-13. (Devam) 150W LCD televizyon güç kaynağı Aşırı akım algılama devresi I pk (max) ≈ 1,0V Rs Giriş sargılarından geçecek maksimum tepe akımı 6,9A olarak bulunmuştu. Yukarıdaki eşitlik yardımı ile Rs direnci şöyle hesaplanır. 6,9 ≈ 1,0V ⇒ R s ≈ 0,145Ω Rs Bulunan bu Rs standart bir direnç olmadığından 0,22 Ω ile 0,33Ω paralel bağlanarak 0,132Ω elde edilmiş yakın bir değer elde edilmiştir. MTW8N60 MC 44604 7 R6 1k Q1 D13 1N4148 R5 1k R9 0,33r Şekil 13.4. Aşırı akım algılama devresi R8 0.22r 134 EK-14. 150W LCD televizyon güç kaynağı devre şekli T.N. 1 3,15A 140V AC - 260V AC FUSE D1 1N4007 HAT FİLTRESİ C1 D3 1N4007 C5 C27 470p 1kV 1n 1kV 12V . . 100n 250V C3 1n 1kV C2 100n 250V C10 13V D16 MUR415 C28 C29 100n 50V 2200u 16V 150u 400V R4 C4 1n 1kV D2 1N4007 D4 1N4007 C6 1n 1kV K1 L1 2u2H 22k 0 C14 10n 630V 5V MUR415 100n 50V C33 BA159 D10 R1 22k D17 6V C31 470p 1kV C34 2200u 10V D7 BA159 D18 MUR420 C37 100n 50V 31V C36 C19 1n 50v R15 R11 27k C18 100p 50V C17 1n 57V T.N. 2 C20 820p 50V Q1 9 1k R17 R13 1k5 22k R7 47r R6 1k R12 0 D13 180k 1N4148 R11 C15 220p 630V 100n 63V MC 44604 R16 C38 1000u 35V MTW8N60 T.N. 4 C21 470p 1kV K2 T.N. 3 7k5 30V 0 R5 1k D20 BY V32-200 15k C39 100u 35V C44 1 L2 10uH 1000u 35V D20 BY V32-200 R18 24V K3 R10 C22 1n 50V 22k R21 10k 150r R9 0,33r R8 0.22r C43 R26 18k 470P 1kV C16 100u 25V D21 BA159 R34 66r 2 CQY 80NG 5 1 C23 10n 50V 220k R37 22r C45 33n 63V 2 R36 R35 47r 8k2 4 C48 120p 500V Q2 MCR22-6 R33 10k D22 6 11V 1 R19 R40 33r R38 10k D23 C46 R28 1k 0-1k 100n 50V 8 VR1 TL431 R31 4k7 6 Q5 BC548B R39 R29 4k7 Q4 BC548B Q3 BC548B R32 10k R30 10k 2k 0 0 1 Normal Çalışma 0 Standbay Şekil 14.1. 150W LCD televizyon geri-yön güç kaynağı devre şekli R27 47k C47 100n 50V 135 EK-15. 220W LCD TV güç kaynağı notları This reference document describes a built-and-tested, GreenPoint solution for an LCD TV power supply[21]. The reference desing circuit consists of one single-sided 130mm x 200mm printed circuit board designed to fit into an LCD TV. Height is 25mm[21]. An overview of the entire circuit is provided by Figure 1. As shown in that figure, ON semiconductor devices are avaiable for every block of the LCD TV power supply; and by judicious choice of desing tradeoffs, optimum performance is achieved at minimum cost[21]. Şekil 15.1. Güç kaynağının genel yapısı[21] From tubes to Flat TVs Since 1936 when the BBC begins the world’s first public-television broadcast in London, the TV world made huge progess. A few examples: • 1953: color broadcasting • 1956: first VCR 136 EK-15. (Devam) 220W LCD TV güç kaynağı notları • 1962: first television satellite(Telstar) • 1981: NHK (Japan) demonstrates an HDTV system[21]. But “the idea of sitting in front of a box in your living room is becoming obsolete. For the TV industry, technology is creating vast opportunities”. Newsweek June 2005[21] RPJ: Rear ProJection PDP: Plasma Display Panel LCD: Liquid Crystal Display CRT: Cathode Ray Tube Obviously Flat Panel Display(FPD) is one of the technologies that will drive these opportunities: • High Definition TV(HDTV): Most of the flat TVs on the market are ready to cope with a higher resolution (more lines are needed and a classical CRT TV can not 137 EK-15. (Devam) 220W LCD TV güç kaynağı notları handle it). More and more events will use this new standard . As an example the 2006 Football World Cup will be broadcast in HDTV. • Digital TV: The analog TV singal will be shut down soon in Europe, as it is replaced by Digital Terrestrial signal. Satellite and Cable Digital decoders are already very common. To get the best out of these digital signals, a high definition TV is definitively a plus. Digital TV will also allow CD-quality audio and six channels of surround sound. • Bigger screen, smaller form factor: Now that we all have seen these fancy screens, who is willing to go back to the old big bulky box[21]. FPD includes both LCD(Crystal Liquid Display) and Plasma Technologies. Despite the fact that classical CRT TV will remain the main stream in TV worldwide shipment, FDP is expected to expand at a rapid growth. The CRT market is shrinking very rapidly in Europe, Japan and US[21]. LCD TV Power Supply Requirements In large FPD(> 27”), the power supply is generally internal as it requires from 100W to 600W. A few voltages are needed to supply the various blocks: backlighting, audio, video, demulation, etc[21]. Because the input power is above 75W the application has to be compliant with the IEC1000-3-2 class D standard. Power Factor Correction is therefore needed. Since the main power supply has to be optimized for higher efficiency and slimmer form factor, an active PFC must be implemented to limit the variation of the input voltage in front of the main PSU[21]. Most of the LCD TV power supplies are designed to cope with universal mains: 90 Vac to 265 Vac, 47-63 Hz[21]. 138 EK-15. (Devam) 220W LCD TV güç kaynağı notları CCFL lamps (Cold Cathode Fluorescent) are mainly used for the backlighting. A 24V rail is used to supply inverters that drive the lamps[21]. A 5V auxiliary power supply is needed to supply the microcontroller that must remain alive in standby mode[21]. Some flat TVs may also already integrate a Digital Tuner that needs 30V[21] Having a low consumption in standby mode is also a key requirement. Recent studies and in situ measurement campaigns have indicated that in the average EU household, between 5% and 10% of its total yearly electricity consumption is due to the standby mode of consumer electronics equipment and other apparatus. TV sets are obviously one of the biggest contributors[21]. In 1997, the European Commission concluded a negotiated agreement with individual consumer electronics manufactures and the EU trade association EACEM, to reduce the stand-by losses of TVs and VCRs. In the year 2003 a new agreement for TVs and DVDs was concluded[21]. Many initiatives have been taken around the word. Even if these requirements are not yet standards, most of the manufactures have already applied these rules in their desings[21]. Specifications Input voltage: Universal input 90 Vac to 265 Vac, 47-63 Hz Main power supply output voltages: • 24 V/6A • 12 V/3A 139 EK-15. (Devam) 220W LCD TV güç kaynağı notları • 30 V/1A Standby power supply: • 5 V/2A • Pin < 1W when the consumption on the 5V is < 80mA Power factor correction • Compliant with IEC1000-3-2[21] 140 EK-15. (Devam) 220W LCD TV güç kaynağı notları Şekil 15.2. LCD Güç kaynağının devre şeması[21] 141 EK-15. (Devam) 220W LCD TV güç kaynağı notları Şekil 15.3. LCD Güç kaynağının devre elemanlarının yerleşim planı[21] 142 EK-15. (Devam) 220W LCD TV güç kaynağı notları Çizelge 15.1. Güç kaynağının malzeme listesi[21] 143 EK-15. (Devam) 220W LCD TV güç kaynağı notları Çizelge 15.2. Güç kaynağının malzeme listesi[21] 144 EK-16. İngilizce kısaltmalar ve ifadeler İngilizce Kelime veya Cümle Boost converter Buck converter Buck-boost converter Clamp circuit Demagnetization Flyback converter Forward converter Full bridge converter Half bridge converter Push-pull converter Snubber circuit Türkçe Karşılığı Yükseltici çevirici Alçaltıcı çevirici Alçaltıcı-yükseltici çevirici Sınırlama devresi Manyetik dengeleme Geri-yön çevirici İleri-yön çevirici Tam köprü çevirici Yarım köprü çevirici İtme-çekme çevirici Söndürme devresi 145 ÖZGEÇMİŞ Kişisel Bilgiler Soyadı, adı : AKDERE, Mehmet Uyruğu : T.C. Doğum tarihi ve yeri : 12.03.1979 Ankara Medeni hali : Bekar Telefon : 0 (312) 255 87 17 Faks : 0 (312) 256 31 85 e-mail : akderemehmet@yahoo.com Eğitim Derece Eğitim Birimi Mezuniyet Tarihi Lisans Kırıkkale Üniversitesi/Elk-Elkt Müh. 2002 Lise 19 Mayıs Lisesi 1997 İş Deneyimi Yıl Yer Görev 2002- Setmaş A.ş Yazılım Mühendisi Yabancı Dil İngilizce Hobiler Basketbol, Futbol, Bilgisayar teknolojileri http://320volt.com/ Elektronik ve biraz daha fazlası Print to PDF without this message by purchasing novaPDF (http://www.novapdf.com/)
