bölüm - 4 - DocShare.tips

ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN
DC ANALİZİ VE TASARIMI
Değişik tipteki transistörler ile pratik devrelerin gerçekleştirilmesinde DC eşdeğer devrelerden
faydalanılır. Transistörlerin doğru akım kazançları ( dc), VBE ve ICEO değerleri farklı olmakla beraber,
sıcaklıkla değişimleri de farklıdır. Bu bölümde, çalışma noktasının kararlılığına etki eden
parametrelerin nasıl önleneceği kararlı bir çalışma noktasının nasıl elde edileceği veya tasarlanacağı
incelenecektir.
4.1. ORTAK EMETÖRLÜ DEVREDE  dc'NİN ÇALIŞMA NOKTASINA ETKİSİ
Şekil-4.1.a'da bir bipolar transistörde uygun bir çalışma noktası elde etmek için gerekli olan devre
gösterilmiştir. Şimdilik yalnız DC şartlar gözönüne alınacağından, kapasitif elemanlar
gösterilmemiştir. Şekil-4.1.b'de ise DC eşdeğer devre gösterilmiştir. Baz tarafındaki devrenin
Thevenin eşdeğeri ise Şekil-4.1.c'de gösterilmiştir. Burada baz çevresindeki gerilim denklemi,
VCC
VCC
VCC
R1
IR1
R1
IC
RC
VCC
VCC
C
IC
RC
IB
ICEO
C
IB
B
E
IR2
R2
Vo
B
RE
R2
R Th  R 1 // R 2
R2
VTh 
VCC
R1  R 2
dcIB
IB
B
E
RBB
IE
IB+IC
RE
RBB
RTh
+
VTh
Vo
(b)
C
ICEO
dcIB
E
IB+IC
RE
IE
(a)
IC
RC
IE
(c)
Şekil-4.1 npn transistöründe kararlı çalışma noktası oluşturan devre. b) DC eşdeğer devre. c) Giriş
devresinin Thevenin eşdeğerini gösteren devre.
VTh  R Th I B  R BB I B  Vo  R E ( I B  I C )
(1)
olur. Kollektör akımı ise,
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
1
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
I C   dc I B  I CEO veya,
IB 
1
 dc
IC 
1
 dc
(2)
I CEO
olur. (2) eşitliğini (1)'de yerleştirirsek,
V Th  ( R Th  R E )(
1
IC 
 dc
1
 dc
I CEO )  R E I C  V o
elde edilir. Burada, R Th  R BB  R Th 'dir. Bu denklemden IC çözülürse,
IC 
 dc ( VTh  Vo )  ( R Th  R E ) I CEO
R Th  (  dc  1) R E
(3)
bulunur.  dc 'nin etkisini görebilmek için küçük değerli olan ICEO'u ihmal edelim.
IC 
 dc ( V Th  V o )
R Th  (  dc  1) R E
,
( I CEO  0 )
(4)
Eğer RE, ( dc  1) R E  R Th olacak şekilde seçilecek ise,
IC 
 dc
V Th  V o
 dc  1
RE
  dc
V Th  V o
RE
(5
olur.
 dc 
 dc
 dc  1
olduğundan, IC akımı  dc′ye pek bağlı değildir.  dc, 1/3 oranında değişse dahi dc 'deki değişme
%1'den küçük olur. Çalışma noktasının belirlenmesi için IC, VCE, IB ve VBE değerlerinin herhangi
ikisinin belirlenmesi yeterlidir. Genellikle (IC, VCE) çifti çalışma noktası için kullanılır.
Şekil-4.1.a'da kollektör-emetör çevresi için gerilim denklemi yazılırsa,
VCE  VCC  R C I C  R E I E
(6)
olur. Burada IC akımı sabit ve IE ≈ IC olduğundan, VCE'de sabit olur. Yani, çalışma noktasının sabit
olması için IC'nin sabit kalması gerekir. Sabit bir çalışma noktası için (5) ve (6) eşitlikleri
kullanılabilir. Gerektiği hallerde (3) ve (6) numaralı gerçek formüller kullanılacaktır.
Şekil-4.1.a'daki devrenin gerçekleşmesi için dört direnç ile kaynak geriliminin belirlenmesi gerekir.
Şimdilik çalıma noktasının (IC ve VCE) verildiğini kabul edelim. İlk tasarım için aşağıdaki kabuller
yapılabilir.
1. VCC 'nin değeri VCE 'nin 3 veya 5 katı,
2. RE uçlarındaki gerilim VCE ''ye eşit veya biraz küçük,
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
2
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
3. R1'deki akım IB akımının 10 ile 100 katı arasında.
Bu kabulleri 25˚C 'deki çalışma noktası, IC=1mA ve VCE=5V olan 2N5377 transistörü için
uygulayalım. Bu transistöre ait bir katalog sayfası Şekil-4.2'de gösterilmiştir. Görüldüğü gibi bu
transistör npn tipi silisyum transistörüdür. IC=1mA için  dc'nin değeri hFE ile gösterilmiştir. hFE 'nin
değeri 100 ile 500 arasındadır.
Ayrıca, ICBO(max)=10nA olduğu ve ICEO, 101 ile 501 defa büyük olacağı anlaşılmaktadır. ICEO 'nun
değeri 1 ile 5 mA mertebesindedir. Bu değer, IE veya IC'nin yanında çok küçük olduğundan ihmal
edilebilir. Buradaki önemli problem  dc 'nin çok geniş aralıkta değişmesidir. Bu değişimi önlemek
için IC'nin sabit tutulması gerekir.
Yukarıda açıklanmış olan üç kurala göre devre elemanlarını seçelim: VCC, VCE 'nin 5 katı olsun.
VCC = 5V CE = 25V
RE'deki gerilim VCE 'ye eşit olsun. VRE=VCE =5V. R1'deki akım, IB'nin 50 katı olsun. En kötü transistör
için  dc=100 ise IB=10-3/100=10µA olur. Buradan,
I R 1  50 (10 x10
6
)  500  A
bulunur. Kollektör tarafındaki gerilim denkleminden,
V R C  V CC  V R E  25  5  5  15 V
VR C
RC 

IC
R E1 
15
 15 k 
1
VR E

VR E
IE
IC

5
 5k
(7)
1
değerleri bulunur.
R2 direnci üzerinden IR1-IB=500-10=490µA'lik akım akar. Gerilim düşümü ise
VBE+VRE=Vo+RBBIB+VRE'dir. 2N5377 transistörünün baz doyma gerilimi VBE(sat)=0.65 ile 0.8V
arasındadır. Akan baz akımı 10µA gibi küçük bir değer oluduğundan Vo=VBE(sat)=0.65V seçilebilir.
RBB direnci ihmal edilirse, VR2=0.65+5=5.65V olur.
R2 
R1 
V R E  Vo
IR1  IB
V CC  V R 2
IR1


5 . 65 V
0 . 49 mA
 11 . 5 k 
25  5 . 65
0 .5
 38 . 7 k 
Burada, arzu edilen çözüm tamamlanmıştır.  dc=500 alınarak sonuçların kontrol edilmesi gerekir.
Vo=0.65V ve RBB=0 kabulu ile Şekil-4.1c'deki devreyi gözönüne alalım.
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
3
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
R Th 
VTh 
R 1R 2
R1  R 2
R2
R1  R 2

38 . 7 x11 . 5
38 . 7  11 . 5
VCC 
 8 . 88 k 
11 . 5
38 . 7  11 . 5
x 25  5 . 74 k 
(3) numaralı eşitlikten,
IC 
IC 
 dc ( VTh  Vo )  ( R Th  R E ) I CEO
R Th  (  dc  1) R E
500 x ( 5 . 74  0 . 65 )  ( 8 . 88  5 ) x 501 x 10
88 . 8  ( 501 ) x 5
5

2545  0 . 07
 1 . 012 mA
2514
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
4
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
Şekil gelecek
Şekil-4.2 2N5377 transistörüne ait katalog sayfası gösterilmiştir. IC=1mA ve VCE=5V olup  dc=hFE ,100 ile 500
arasında değişmektedir.
bulunur. Bu değer daha önce seçtiğimiz 1mA'lik değere çok yakındır. Kollektör - emetör gerilimi ise,
VCE  VCE  R C I C  R E ( I C  I B )
 25  15 x (1 . 012 )  5 x (1 . 012  0 . 002 )
 25  15 x 18  5 . 07  4 . 75 V
olup, çalışma noktası aktif bölgede kalmaktadır. Eğer  dc=100 için benzer işlemler yapılırsa,
IC=0.990mA ve VCE=5.14V değerleri bulunur. Görüldüğü gibi bütün sonuçlar seçilen (1mA, 5V) 'luk
çalışma noktasına çok yakındır. Yani  dc'nin geniş bir aralıkta değişmesine rağmen çalışma noktası
yaklaşık sabit kalmaktadır.
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
5
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
 dc'nin geniş bir değişim aralığında çalışma noktasının sabit kalması, negatif bir geribeslemenin var
olduğunu gösterir. Şekil-4.1.a'daki devrede R1'deki akımın IB baz akımından çok büyük olduğu
düşünülürse, VR2 gerilimi IB 'den bağımsız olur. IC akımındaki herhangi bir artma VRE'nin artmasına
neden olur. Neticede, (VR2- VRE) farkı azalarak IB'nin azalmasına ve IC= dcIB'nin de azalmasına neden
olur. Yani, devre IC 'nin değişimine ters bir etki oluşturur. IC 'nin azalması durumunda da VRE küçülür,
(VR2- VRE) farkı büyür, IB ve IC= dcIB artarak IC 'nin orijinal değerine düşmesi sağlanır. Burada,
geribeslemeyi oluşturan RE direnci olup, bunun değeri arttıkça geribesleme miktarı da artar. RE
büyüdükçe kararlılık artması rağmen kazanç azalır. Kazancın azalmasına önlemek için RE direncine
paralel bir köprüleme kapasitesi konur.
Eğer, VCC=9V için IC=10µA ve VCE=5V olarak seçilmiş ise Şekil-4.2'deki verilerden,  dc(min)=40 olur.
VBE=0.6V ise,
IB 
6
10 x10
 0 . 25  A
40
ve I E  10 . 25  A
olur.
VCE=5V ve VCC=9V olduğundan, RC ve RE dirençleri üzerindeki toplam gerilim düşümü 4V olur.
Herbirinde 2V'luk gerilim düşümü varsa,
RE 
RC 
2
10 . 25 x 10
2
10 x 10
6
 195 . 1k 
 200 k 
6
olur.
IR1=200IB seçilirse, IR1=200x0.25x10-6=50µA olur. IR2=IR1-IB=49.75µA olur. Vo=VBE(min)=0.6V ile,
VR 2  VRE  Vo  2 . 6 V
R2 
2 .6
49 . 75 x 10
6
 52 . 3 k 
VR 1  9  2 .6  6 .4 V
R1 
6 .4
50 x 10
6
 128 k 
değerleri bulunur. Thevenin gerilim ve direnci ise
VTh=2.61V, RTh=37.1kΩ olur.
 dc(min=40 ve  dc(max)=200 için sonuçlar karşılaştırılırsa,
 dc(min=40
 dc(max)=200
C=(40+1)10x10-9=410µA
C=2.01µA
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
6
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
IC=10.02µA
IC=10.25µA
IB=(IC-IB)/ dc=0.24µA
IB=0.0412µA
IE=-10.26µA
IE=-10.29µA
VCE=4.99V
VCE=4.94V
olur. Görüldüğü gibi çalışma noktası her iki halde de aktif bölgede kalmakta ve birbirine çok yakın
olmaktadır.
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
7
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
4.2. ORTAK EMETÖRLÜ DEVREDE SICAKLIĞIN ÇALIŞMA NOKTASINA ETKİSİ
Önceki kısımda  dc'nin çalışma noktasına etkisi incelendi. Burada ise sıcaklığın etkisi incelenecektir.
Elektronik devre elemanları -55˚C ile 125˚C arasındaki sıcaklıklarda çalışmaları sözkonusu olabilir.
Sıcaklığın diyot ve transistör üzerindeki etkisi çok fazladır. VBE gerilimi her 1˚C sıcaklık artışında 1.8
ile 2.5mV azalır. Ortalama olarak 2.3mV/˚C alınabilir. ICEO akımı da her 10˚C'de yaklaşık iki kat
artar. Matematiksel olarak bu bağımlılık,
I CEO  KT e
3
 E G / kT
(  dc  1) şeklindedir.
Burada;
K - bir sabit,
EG=1.12eV (1eV=1 elektron volt=1.6022x10-19J),
k - Boltzman sabiti ve
T - Kelvin sıcaklığıdır.
 dc katsayısı da sıcaklıkla nonlineer olarak artar. Bir silisyum transistöründe sıcaklığın en çok etki
ettiği büyüklükler; VBE ve  dc'dir. ICEO tıkama akımı, IC yanında çok küçük olduğundan bunun
sıcaklıkla değişimi ihmal edilebilir. Fakat, bazı entegre devrelerde ICEO etkilidir.
Belirtilen bu etkilere karşı çalışma noktasını sabit tutabilmek için burada da emetör akımının sabit
kalmasına çalışılacaktır. Emetör direnci üzerinden oluşacak olan negatif geribesleme,  dc ve VBE 'deki
değişimleri önleyecektir. VBE 'nin kararlılığı Şekil-4.1.c'deki eşdeğer devrede gösterilmiş olan VTh 'nin
büyük olması ile artar.
(4) Eşitliğini tekrar gözönüne alalım.
IC 
 dc ( V Th  V o )
R Th  (1   dc ) R E
 I CEO  0 )
Burada, Vo gerilimi seçilen modeldeki VBE gerilimine eşittir. Görüldüğü gibi IC'deki değişim, (VThVo) gerilim farkı ile orantılıdır. VTh 'i büyük seçerek VBE= Vo 'daki değişim minimum yapılabilir.
ICEO 'daki değişimin etkisi (3) eşitliğinde açıkça gözükmektedir. Bunu aşağıdaki gibi düzenleyelim.
IC  IC 
 dc ( V Th  V o )
R Th  (1   dc ) R E

( R Th  R E ) I CEO
R Th  (1   dc ) R E
(8)
ICEO 'ya göre türev alınırsa,
IC
 I CEO

dI C
dI CEO

( R Th  R E )
R Th  (1   dc ) R E
olur.
(9)
Bu oranın küçülmesi için  dc R E  ( R Th  R E ) yapılmalıdır. Hatırlanacağı üzere RBB direnci RTh 'e
göre çok küçük olup, bunun içinde olduğu kabul edilmişti. Devre tasarımı yapılırken en kötü durum
gözönüne alınmalıdır. Mesela (4) eşitliğinde IC akımının minimum olması için Vo 'ın maksimum ve
 dc 'nin minimum olması gerekir. Bu durum sıcaklığın minimum olması ile sağlanabilir. Bunu
aşağıdaki gibi yazabiliriz.
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
8
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
I C (min) 
 dc (min) ( VTh  Vo (max) )
(10)
R Th  (1   dc (min) ) R E
Maksimum kollektör akımı I(max) ise maksimum sıcaklıkta ortaya çıkmaktadır. Bu durumda Vo
minimum ve  dc maksimumdur. Böylece,
I C (max) 
 dc (max) ( VTh  Vo (min) )
elde edilir.
R Th  (1   dc (max) ) R E
(11)
Uygulama için kısım 4.1 'deki örneği tekrar gözönüne alalım. Bu örnekte, 2N5377 transistörü için
(VCE=5V, IC=1mA) çalışma noktası gözönüne alınmıştı. Burada bu çalışma noktasının -55 ile +125˚C
'ler arasında IC 'de ±%10 'luk bir değişme olacak şekilde devre tasarımı yapılacaktır.  dc 'nin -55˚C
'deki değeri 25˚C 'dekinin 0.8 ve 125˚C 'de 1.4 katı kadar olduğunu kabul edeceğiz.
 dc (min)  0 . 8 (100 )  80 (minimum değer)
 dc (min)  1 . 4 ( 500 )  700 (maksimum değer)
Vo 'ın minimum ve maksimum değerlerini bulmak için Vo (25˚C)=0.65V ve her 1˚C 'ta 2.3mV azaldığı
kabul edilerek hesaplanır.
Vo  Vo ( 215 C )  2 . 3 x 10
o
3
( T C  25 C )
o
o
V o (min)  0 . 65  2 . 3 x 10
3
(125  25 )  0 . 42 V
V o (max)  0 . 65  2 . 3 x 10
3
(  55  25 )  0 . 834 V
Burada da benzer tasarım işlemleri yapılabilir. Mesela,
V RE  5 V , I R  50 I B
R 1  38 . 7 k  , R 2  11 . 53 k  , R E  5 k  , R C  15 k 
R Th  8 . 88 k  , V Th  5 . 74 V
olur. Bundan sonra en kötü iki durumun kontrol edilmesi gerekir. IC(min) ve IC(max) değerleri,
I C (min) 
I C (max) 
80 ( 5 . 74  0 . 834 )
8 . 88  ( 81 ) x 5
 0 . 948 mA
700 ( 5 . 74  0 . 420 )
8 . 88  ( 701 ) x 5
 1 . 060 mA
olur. ±%10 sınırları içinde kalındığından başarılı bir tasarım yapılmıştır. Eğer ±%10 sınırları içinde
kalınmaz ise RTh azaltılıp RE arttırılır. RTh veya R1 ile R2 'nin ne kadar büyük olacağı konusu bir
sonraki kısımda incelenecektir.
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
9
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
4.3. ÇEVRE VE JONKSİYON SICAKLIĞI
Diyot ve transistör üzerinde oluşabilecek maksimum güç kaybı, jonksiyon tarafından belirlenir.
Jonksiyon sıcaklığı yarıiletken malzemenin tipine ve imalat tekniğine bağlıdır. Germanyum transistör
veya diyotundaki maksimum jonksiyon sıcaklığı 90˚C ile 110˚C arasında iken, silisyum transistör
veya diyotunda ise 135˚C ile 200˚C arasındadır. 2N5377 transistöründe maksimum jonksiyon
sıcaklığı 150˚C iken, Şekil-4.3 'teki 2N5088 transistöründe 135˚C 'dir.
Şekil gelecek
Şekil-4.3. 2N5088 transistörüne ait bazı katalog bilgileri
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
10
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
Transistörde harcanacak ısı miktarı, ısının etrafa yayılma hızını belirten ısıl dirence bağlıdır. Eğer iki
nokta arasındaki sıcaklık farkı ∆T, bu ortamın ısıl direnci  ve burada harcanan güç PD ise bunlar
arasında,
 T   PD
(13)
bağıntısı yazılabilir. Bu bağıntı ohm kanununa (V=RI) benzer. 'nın küçük olması, ısı yayılımının
daha hızlı olacağını gösterir. Isıl direnci küçültmek ve transistör üzerindeki ısıyı etrafa yaymak gayesi
ile geniş yüzeyli soğutucular kullanılır. Yarıiletken jonksiyonu ile dış ortam arasındaki ısıl devreyi
Şekil-4.4 'teki gibi modelleyebiliriz. Buradaki indisler sırası ile; J- jonksiyonu, C-yarıiletken elemanın
kılıfını (metal veya plastik), S-soğutucuyu ve A-atmosferi göstermektedir. Buradaki ısıl çevre
denklemi ise aşağıdaki gibi olur.
TC
TJ
JC
TS
CS
SA
PD
TA
TA
Şekil-4.4 Yarıiletken jonksiyonu ile dış ortam arasındaki termal devre lineer direnç devresinin analoğudur.
TJ  TA  (  JC   CS   SA ) PD
(14)
Soğutucunun bulunmaması durumunda,
TJ  TA  (  JC   CA ) PD olur.
(15)
Örnek olarak ortam sıcaklığının 75˚C olması halinde 2N5088 transistöründe harcanabilecek
maksimum gücü bulalım. Katalogtan; 25˚C'de harcanabilecek maksimum güç 310mW, jonksiyon ile
dış ortam arasındaki ısıl direnç JA=0.357˚C/mW (357˚C/W) ve maksimum jonksiyon sıcaklığı 135˚C
'dir. T=TJ-TA=135-75=60˚C olup, (13) eşitliğinden,
PD 
T
 JA

60
0 . 357
 168 mW
olur. Görüldüğü gibi ortam sıcaklığı arttıkça, harcanabilecek maksimum güç azalmaktadır.
Başka bir örnek olarak, ortam sıcaklığı 25˚C ve çalışma noktası (IC=2mA, VCE=20V) olan 2N5088
transistöründeki jonksiyon sıcaklığını bulmaya çalışalım:
Burada sözü edilen jonksiyon kollektör - baz jonksiyonudur. Dolayısı ile kollektör - baz gerilimini
bulmak gerekir. VBE=0.7V olduğuna göre,
VCB  20  0 . 7  19 . 3 V ve PD  I C VCB  2 x19 . 3  38 . 6 mW olur.
VCB gerilimi yerine VCE gerilimi kullanılırsa, küçük bir fark olur. Yani PD=ICVCE=2x20=40mW 'tır.
Isıl eşdeğer devreden,
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
11
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
 T   JA PD  0 . 357 x 38 . 6  13 . 8 C
o
elde edilir. Ortam sıcaklığı TA=38.8˚C olur. Bu değer, 135˚C 'lik üst limite göre oldukça iyi bir
değerdir.
PD
PDmax
0
TJmax
TCo
Jonksiyon
sıcaklığı
Şekil-4.5 Bir yarıiletken elemanın güç eğrisi, güç kaybı ile sıcaklık arasındaki değişimi gösterir. Bunun çizimi
için maksimum güç kaybı, ortam veya kılıf sıcaklığı ve maksimum jonksiyon sıcaklığının belli olması gerekir.
Yarıiletken ısıl büyüklüklerin hesaplanmasında Şekil-4.5 'te gösterilen güç eğrisinden de faydalanılır.
Bu eğri maksimum güç kaybı, maksimum jonksiyon sıcaklığı ve bir referans sıcaklığından
faydalanarak çizilir. Mesela 2N5088 'in kataloğundan, PD(max)=310mW köşe noktasına ait referans
sıcaklık TCo=25˚C ve TJ(max)=135˚C 'dir. Ortam sıcaklığının 25≤TA≤135˚C arasındaki değerleri için,
135 C  TA  PD
o
135  25
310  0
 0 . 355 PD   JA PD
elde edilir. Bir defa daha görüleceği üzere PD 'nin katsayısı yani, eğimi 0.355˚C/mW olup, katalogtaki
0.357˚C/mW 'a çok yakındır.
Şekil-4.6'da RCA 2N2015 npn tipi güç transistörü için bir güç eğrisi çizilmiştir. Bu eğriden; T C≤25˚C
sıcaklıklarda transistör üzerinde 150W 'lık güç kaybı oluşur.
Eğer atmosfer sıcaklığı yerine kılıf sıcaklığı verilirse eğri eğimi  JA1 'ye eşit olur. Kılıf sıcaklığı,
transistör veya diyotun soğutulması için kullanılan soğutucunun sıcaklığı ile aynı olur.
Eğer ortam sıcaklığı 25˚C ve ortam ile kılıf arasındaki ısıl direnç (yani soğutucunun ısıl direnci)
0.5˚C/W ve güç kaybı P=150W ise,
TC  TA  0 . 5 x 150  75 C bağıntısından  TC  75 C olur.
o
o
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
12
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
PD
PDmax
150W
TC(ºC)
0
TJmax Jonksiyon
200ºC sıcaklığı
TCo
25ºC
Şekil-4.6 2N2015 güç transistörünün TC=25˚C 'lik kılıf sıcaklığına bağlı olarak güç eğrisi. Burada
JC=175/150=1.17˚C/W 'tır.
Güç eğrisinin direnci  JC  7 / 6 o C / W olduğundan,
TJ  TC  ( 7 / 6 ) x150  175 C bağıntısından  TJ  275 C olur.
o
o
Bu sıcaklık müsaade edilen jonksiyon sıcaklığından [TJ(max)] fazla olduğundan transistör bozulur.
4.4. ORTAK KOLLEKTÖRLÜ VE ORTAK BAZLI DEVRELER
Daha önceki kısımlarda ortak emetörlü devreler incelendi ve çalışma noktasının kararlılığı için
emetör akımının sabit kalması gerektiği sonucuna varıldı. Ortak emetörlü devre için çizilen devreler
ile oldukça kararlı çalışma noktaları elde edilmektedir. Benzer devreler, az kullanılan ortak kollektör
ve ortak bazlı için de kullanılır (Şekil-4.7, 4.8).
R1
IR1
IC
+
C
IB
Giriş
VCC
B
E
R2
IR2
RE
Çıkış
IE
Şekil-4.7 npn tipi bir transistörün ortak kollektörlü devresi. Bu devre ortak emetörlü devrede R C=0
yapılarak elde edilir.
Ortak bazlı devre ise Şekil-4.8 'de gösterilmiştir. Bu devre Şekil-4.1.a 'daki ortak emetörlü devrenin
aynısıdır. R2 direncine paralel bağlanan büyük değerli bir kapasite ile baz ucu değişken işaretler için
kısa devre edilmiş olur. Buna köprüleme (by-pass) kapasitesi denir. Ortak emetörlü devrede
köprüleme kapasitesi RE 'ye paraleldir.
Ortak kollektörlü devrede değişken işaretler için kollektör ucu giriş ve çıkışta ortaktır. Şekil-4.7 'de
gösterildiği gibi kollektör ucu VCC kaynağına bağlıdır. Yani, kollektör ile toprak arasında herhangi bir
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
13
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
değişken işaret sözkonusu değildir. Bu devre, Şekil-4.1.a 'daki ortak emetörlü devrede RC=0 yapılarak
elde edilir. Tasarım ve analiz işlemleri birbirinin aynıdır.
E
Giriş
IE
IB
C
B
Çıkış
IC
R1
RE
RC
+
IR1
R2
VCC
IR2
Şekil-4.8 Orkak bazlı bir devre. Şekil-4.1a'daki devrenin benzeridir.
Bu devrenin tasarım ve analizi ortak emetörlü devredeki gibi olur.
4.5. ENTEGRE DEVRELERDEKİ ÇALIŞMA NOKTASI
Entegre devrelerdeki transistörlerin çalışma noktaları ayrık transistörlerdeki çalışma noktalarından
çok farklı bir teknik ile gerçekleştirilir. Bunun temel nedeni; entegre devre dirençlerinin çok fazla yer
kaplamaları ve buna bağlı olarak maliyetin yüksek olmasıdır. Bundan dolayı entegre devrelerde
direnç olarak diyot ve transistör gibi aktif yükler kullanılır. Zorunlu olarak kullanılacak olan
dirençlerin değerleri küçük seçilir.
Entegre devrelerde benzer elemanların aynı anda yapılması büyük bir üstünlüktür. Ayrıca, elemanlar
çok küçük hacimlere (mm'den küçük) yerleştirildiği için hepsi aynı çevre şartları altındadır. Bundan
dolayı farklı devrelerdeki RBB,  dc, VBE ve ICEO büyüklükleri birbirine çok yakındır.
Entegre devrelerde (IC) emetör akımını veya çalışma noktasının kararlılığı genel olarak ayrık
elemanlarda olduğu gibi olur. Yalnız burada emetör akımının sabit tutulma metodu biraz farklıdır.
Bunu açıklamak gayesi ile Şekil-4.9.a 'daki entegre devre diyotunu göz önüne alalım.
Bir entegre devre diyotu, bipolar bir transistörün kollektörü ile bazının kısa devre edilmesinden
meydana gelir. VCB=0 olduğundan çalışma bölgesi, aktif ve doyma bölgelerinin sınırlıdır. Bundan
dolayı Şekil-4.9.b 'deki aktif bölge eşdeğerini göz önüne alabiliriz. Buna göre ID diyot akımı,
I D  I B   dc I B  (1   dc ) I B olur,
(16)
Bu akım emetör akımına eşittir (ID=IE). Diyot gerilimi ise,
VD  I B R BB  Vo
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
14
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
ID
ID
+
ID
dcIB
IB
E
-
-
VD
+
VD
VBE=VD
Ro 
+
C
B
+
C
VD
+
-
E
RBB
VBE=VD
(a)
+
Vo
Vo
B
ID
R BB
(1  β dc )
-
-
ID
(c)
(b)
Şekil-4.9 a) Bir yongadaki transistörün kollektör ve bazının kısa devre edilmesi ile bir entegre diyot oluşur.
b) VBE=VD≥0 için lineer eşdeğer devresi. c) Basit eşdeğer devre.
VD  I D
R BB
(1   dc )
 Vo olur.
Bu son eşitlikten Şekil-4.9.c 'deki devre çizilebilir. Buradaki Ro direnci aşağıdaki gibi yazılabilir:
Ro 
R BB
(17)
(1   dc )
Görüldüğü gibi bir transistörün kollektörü ile bazı kısa devre edilirse bir diyot oluşur. Bu diyotun
akımı, transistörün emetör akımına eşittir.
Şekil-4.10 'da entegre yardımı ile bir transistördeki çalışma noktasının nasıl gerçeklendiği
gösterilmiştir.
VCC
VCC
IC
RC
I1
R1
+
VCC
dcIB
VCC
IB
R1
I1
VD
Vo
-
RC
IC
VD
RBB
ID
+
Ro 
E
R BB
(1  β dc )
-
ID
+
Vo
-
(a)
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
(b)
15
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
Şekil-4.10 a) Soldaki transistör bir entegre diyot gibi bağlanarak sağdaki transistörde belirli bir I C akımının
akmasını sağlamaktadır. b) Her iki transistörün aktif bölgedeki eşdeğer devreleri gösterilmiştir.
Şekil-4.10.b 'de ise toplam devrenin DC eşdeğeri çizilmiştir. Sağdaki transistörün aktif bölgede
olduğu kabul edilmiştir. Eşdeğer devreden,
I D 1  I D  I B 2 olur.
(16) eşitliği de kullanılarak ID akımı yok edilirse,
I1  I B1 (1   dc )  I B 2 olur.
Her iki transistörün baz-emetör gerilimleri eşit olduğundan, baz akımları da eşittir (IB1=IB2). Böylece,
IB 
I1
2   dc
olur.
Sabit kalmasını istediğimiz kollektör akımı ise I C   dc I B 2   dc I B olup,
IC 
 dc
2   dc
I1
Şeklinde yazılabilir.  dc >>1 olduğundan IC=I1 'dir. Eğer I1 sabit ise IC akımı veya çalışma noktası
kararlı olmuş olur. Şekil-4.10.b 'den,
VCC  R 1 I1  VD veya I 1 
V CC  V D
elde edilir.
R1
Entegre devre diyotun VD gerilimi yaklaşık olarak 0.65V civarındadır. Bu değerde 0.1V 'tan büyük bir
değişme olamaz. VCC ise 0.65V 'tan çok büyük bir değerdir. Böylece, eğer VCC kaynak gerilimi sabit
ise (VCC- VD) farkı da sabit olduğu kabul edilebilir. Anlaşılacağı üzere, çalışma noktasının kararlılığı
güç kaynağının regülasyonuna bağlı olmuş olur. Sonuç olarak; IC 'nin sabit olması için I1'in sabit
tutulması gerekir. I1= IC eşitliğini sağlayan bu devreye akım aynası veya sabit akım kaynağı devresi
adı verilir.
Böylece bir entegre diyot akımı ile birkaç transistörün kollektör akımını sabit tutmak mümkündür.
Herbir transistörün kollektör akım I1 'e eşit olur. bu entegre diyot sabit bir akım kaynağı
oluşturmaktadır. Herhangi bir devre için sabit akım gerektiğinde, bu devreyi RC ile seri bağlamak
gerekir. Bu sabit akım kaynağı, lineer entegre devre tasarımının temel birimini oluşturmaktadır.
4.6. JFET VE KANAL AYARLAMALI MOSFET'İN ÇALIMAS NOKTASI
Bu bölümde, FET 'lerin kararlı çalışma noktasının nasıl elde edildiği konusu anlatılacaktır. Daha
önceki bölümlerde FET'lerle ilgili bazı devrelerin DC analizi yapıldı. Şekil-3.13'teki örnekte çalışma
noktasına ait VGS, ID ve VDS büyüklüklerinin belirlenmesi için lineer olmayan devre modeli
kullanıldı. p-kanallı FET'e ait devrenin benzer analizi Şekil-3.14.a'daki devrede gözönüne alındı.
Transistör dışındaki devre elemanlarının hesaplanması için IDSS ve VP büyüklüklerinin doğru
bilinmesi ve kararlı olmaları gerekir. Bipolar transistörde görüldüğü gibi aynı elemanlar arasındaki
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
16
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
imalat farklılıkları, sıcaklık ve bu ikisinin toplam etkisi çalışma noktasının kararlılığını çok
değiştirmektedir. JFET parametrelerindeki en büyük farklılık, IDSS doyma akımı ile VP boğulma
gerilimlerinde gözükmektedir. Aslında bu iki parametre doyma bölgesindeki lineer olmayan transfer
eğrisinin belirlenmesinde gereklidir.
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
17
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
Şekil gelecek
Şekil-4.11. 2N3823 transistörüne ait bir katalog sayfası.
Sıcaklık arttıkça IDSS azalmasına rağmen, VP gerilimi pek etkilenmemektedir. İmalat teknikleri
arasındaki farklar bu iki parametreye çok etki etmektedir. IDSS akımı kanal genişliği ile orantılı iken,
Vp gerilimi kanal genişliğinin karesi ile orantılıdır. Şekil-4.11'de 2N3823 numaralı n-kanallı JFET'in
bir katalog sayfası gösterilmiştir. Burada, VGS=0V için IDSS akımı 4mA'den 20mA'e kadar değişirken,
ID=400µA=0.4mA'lik bir akım için VGS =-1V ile -7.5V arasında değerler almalıdır. VP boğulma
gerilimi -7.5V'tan biraz daha negatiftir. Eğer, IDSS=20mA ve VGS=-7.5V olduğunda ID=0.4mA ise,
ID 
I DSS
V
2
P
( VGS  V P ) 
2
20
2
VP
(  7 .5  VP )
2
bağıntısından, V P   8 . 74 V bulunur.
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
18
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
Akımların alt sınırları için VP =-1.46V bulunur. Dolayısı ile VP gerilimi; -1.46 ile -8.74V arasında bir
değerdir. Yani, büyük IDSS akımı için daha negatif boğulma gerilimi gereklidir. Görüldüğü gibi V P
gerilimi büyük bir toleransa sahiptir. IDSS 'in maksimum ve minimumu değerleri için 2N3823
transistörünün transfer karakteristiği Şekil-4.12'de gösterilmiştir.
ID(mA)
IDSS= 20
15
VDS³(VGS-VP)
10
5
-10
-8
-6
-4
-2
VGS(V)
Şekil-4.12 2N3823 transistörünün maksimum ve minimum I DSS akımlarına ait transfer karakteristikleri.
Karakteristiği geniş bir değişim aralığına sahip olan böyle bir transistörde sabit ve kararlı çalışma
uygun bir kutuplama devresi ile sağlanır. Şekil-4.13.a'daki sabit kutuplama devresini gözönüne
alalım. Burada negatif kaynak kapıya, pozitif kaynak kollektöre uygulanmıştır. Bu devre ile Şekil4.13.b'deki çalışma noktaları elde edilir. Bunlardan biri; IDSS=20mA, VP=-8.74V ve ID=11.9mA ve
değeri ise; IDSS=4mA, VP=-1.46V ve ID=0'dır. Eğer, VGS=-1V yapılırsa çalışma alanı omik bölgeye
kayar. Bu durumdaki çalışma noktaları ID=15.7mA ve 0.4mA 'dir.
VDD
ID(mA)
ID
IDSS= 20
RD
15
IG
IDSS=20mA, 4mA
G
RG
+
VDS³(VGS-VP)
D
S
10
VP=-8.74V, -1.46V
5
VGG
2V
-10
-8
-6
(a)
-4
-2
VGS(V)
(b)
Şekil-4.13. a) n-kanallı JFET'in sabit kutuplama devresi (IG=0 olduğundan VGS=-2V'tur. b) 2N3823
JFET'nin alt ve üst sınırlarına ait iki çalışma noktasını gösteren transfer karakteristikleri. Noktalardan biri
kesimde (ID=0) iken, diğeri doyma bölgesindedir.
Şekil-4.14'teki devrede ise VGS ön gerilimi RSS direnci üzerindeki gerilim düşümü ile sağlanmaktadır.
Eğer, IG akımı sıfır kabul edilirse kapı çevresinden,
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
19
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
VGS  I G R G  R SS I D   0 . 5 I D
eşitliği elde edilir. Bu lineer bir eşitlik olup, yük doğrusu adını alır. Şekil-4.14.b'de RSS=0.5kΩ için
yük doğrusu çizilmiştir (VGS=-0.5ID). İkinci eşitlik ise,
ID 
I DSS
V
2
P
( V GS  V P ) 
20
2
(  8 . 74 )
2
 7 . 5  (  8 . 74 ) 2
olup, bu iki denklemin çözümünden; VGS=-3.54V, ID=7.08mA elde edilir.
VDD
ID(mA)
ID
IDSS= 20
Küçük RSS
RD
15
RSS=0.5k
IG=0
D
IDSS=20mA, 4mA
G
S
RG
ID
10
Büyük RSS
VP=-8.74V, -1.46V
RSS
5
+
-10
-8
-6
(a)
-4
-2
VGS(V)
(b)
Şekil-4.14 a) RSS direnci ile oluşturulmuş kendi kendine kutuplama devresi. b) RSS=0.5kΩ için her iki çalışma
noktası da doyma bölgesindedir.
Alt sınır için yani IDSS=4mA ve VP=-1.46 için VGS=-0.637V ve ID=1.27mA elde edilir. RSS direnci
küçüldükçe iki çalışma noktası arasındaki fark artar. RSS direnci büyüyünce yük doğrusunun eğimi
azaldığı gibi iki nokta arasındaki fark da azalır. Görüldüğü gibi Şekil-4.13.a'daki sabit kutuplama
devresinde çalışma noktaları arasında oldukça fark vardır. Bundan dolayı kendi kendine kutuplama
devresi daha uygundur.
Çalışma noktaları arasındaki farkı azaltmak gayesi ile Şekil-4.15.a'daki devreyi gözönüne alalım. Bu
devrede hem sabit, hem de kendi kendine kutuplama vardır. VP ve IDSS 'teki değişim fazla olmasına
rağmen, ID 'nin sabit kalması için yük doğrusunun yatay eksene paralel olması gerekir. Yaklaşık bir
çözüm için çalışma noktasındaki kollektör akımı IDSS=4mA civarında olmalı ve yük doğrusu Şekil4.15.b'deki gibi olmalıdır. Şekil-4.15.a'dan yük doğrusu denklemi,
VGS  VGG  R SS I D olur.
Bu doğrunun çizimi için (ID=0, VGS=VGG) ve (ID= VGG/RSS, VGS=0) noktalarını gözönüne almak uygun
olur. Gerçek çalışma noktası; yük doğrusu ile transfer eğrisinin kesim noktasıdır. VGG=10V, ID=4mA
ve VGS=0 için RSS=2.5kΩ olup çalışma noktası VGS=-4.10V ve ID=5.64mA'dir. Şekil-4.15.c 'deki
devrede VG kapı-toprak gerilimi pozitif olduğundan bu gerilim gösterildiği gibi VDD kaynağından bir
gerilim bölücü ile elde edilebilir. Böylece tüm devre için bir gerilim kaynağı yeterli olmuş olur. Kapı
akımının ihmal edildiği düşünülürse,
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
20
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
VDD
VDD
VDD
ID
ID
R1
RD
IG
RD
D
D
G
VG
G
S
S
RG
R2
RSS
RSS
VGG
+
(c)
(a)
ID(mA)
IDSS= 20
15
(4.1V, 5.64mA)
RSS=2.5k
VG=10V
10
5
-10
-8
-6
-4
-2
2
4
6
8
10
VGS(V)
(b)
Şekil-4.15 a) Sabit ve kendi kendine kutuplama devresi. b) Alt ve üst limitler (veya farklı JFET'ler) için oldukça
yakın kollektör akımlarını veren yük doğrusu. c) (a) devresinin pratikteki uygulaması.
V G  V DD
R2
R1  R 2
olur.
Eğer, VDD=25V ve VGG=10V ise R1=1.5R2 olmalıdır. FET'in giriş direncini büyültmek gayesi ile R1
veya R2 dirençlerinin büyük seçilmesi daha uygun olur. Şekil-4.16a'daki ortak emetörlü devresinde
orta frekans kazancının büyük olmasını sağlamak için RSS direncine paralel bir köprüleme
kapasitesinin konulması gerekir.
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
21
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
VDD
ID(mA)
VDD
ID
R1
RD
D
G
Kanal ayarlamalı
S
R2
Kanal oluşturmalı
VP
RSS
VGS
(a)
(c)
ID
IDSS1
VG 
R2
VDD
R1  R 2
IDSS2
VP1
VP2
VGS
(b)
Şekil-4.16 a) n-kanallı arıtılmış MOSFET'in pratik kutuplama devresi. b) V G ve RSS'in yeterli derecede büyük
olması ile farklı elemanlar için benzer ID değerleri elde edilir. c) Kanal ayarlamalı-kanal oluşturmalı modtaki
MOSFET'in transfer karakteristiği.
Kanal ayarlamalı MOSFET'in kutuplama devresi de benzer bir devre olup, Şekil-4.16.a'da
gösterilmiştir. Buradaki yük doğrusu,
V GS 
R2
R1  R 2
V DD  R SS I D şeklindedir.
Doyma bölgesindeki çalışmalar için VDS≥VGS-VP şartının sağlanması gerekir. Burada da kapı
akımının akmadığı düşünülmüştür. Şekil-4.16.c'de ise arıtılmış ve arttırılmış modtaki çalışmalara ait
transfer eğrileri gösterilmiştir.
4.7. KANAL OLUŞTURMALI MOSFET'İN ÇALIŞMA NOKTASI
Bu tip MOSFET'in de çalışma noktası daha önceki kurallara göre bulunur. Kanal oluşturmalı
MOSFET'in doyma bölgesindeki transfer eğrisinin matematik ifadesi,
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
22
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
VDD
ID
VG/RSS
VG 
R2
VDD
R1  R 2
VDD
ID
R1
RD
D
G
Eğim=1/RSS
S
R2
0
VT1
VT2
RSS
VG VGS
(a)
(b)
Şekil-4.17 a) n-kanallı kanal oluşturmalı MOSFET'in transfer karakteristikleri ve yük doğrusu. b) Sabit ve
kendi kendine kutuplama devresi.
ID 
K
2
( V GS  V T )
2
şeklindedir. Sıcaklığın artması ile VT ve K'nın değerleri azalır. JFET'te ise IDSS sıcaklıkla azalır. Bu
değişiklik benzer isimli elemanlar arasındaki farktan büyük olamaz.
Farklı iki VT ve K değeri için n-kanallı MOSFET'in transfer karakteristiği Şekil-4.17.a'da
gösterilmiştir. Burada da sabit kutuplama devresi ile oluşan yük doğrusu oldukça farklı ID çalışma
noktaları oluşturmaktadır. Şekil-4.17b'deki sabit ve kendi kendine kutuplama devresine ait yük
doğrusu denklemi,
VGS  VG  R SS I D olur. Kapı akımı ihmal edildiği için kapı gerilimi,
V G  V DD
R2
R1  R 2
olur. R1, R2 ve RSS 'in değerleri JFET ve kanal ayarlamalı MOSFET'te hesaplandığı gibi hesaplanır.
Burada VGS≥VT'dir. Şekil-4.17.b'deki devrenin tasarımını sayısal bir örnek üzerinde yapılım.
ID(µA)
800
600
400
Q1
360µA
Q2
240µA
VG
200
0
VT1 VT2
2
3
4
5
VGS
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
23
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
Şekil-4.18 Kollektör akımı 240≤ID≤360µA olan bir kanal ayarlamalı MOSFET'te çalışma noktası Q1 ve Q2
arasındaki herhangi bir noktadadır.
I D  ( 300  60 )  A , V DD  10 V
V T 1  0 . 5 V , K 1  200  A / V
V T 2  1 V , K 2  100  A / V
2
2
Değerleri ile transfer karakteristiği denkleminden,
I D1 
200
ID2 
200
2
2
( V GS 1  0 . 5 )
( V GS 2  1)
2
2
eşitlikleri yazılabilir.
Bu iki transfer karakteristiği Şekil-4.18'de gösterilmiştir. ID1=360µA için VGS1=2.40V ve ID2=240µA
için VGS2=3.19V değerleri bulunur. Bu iki nokta yardımı ile RSS için bulunabilecek en küçük değer,
R SS 
3 . 19  2 . 40
360  240
x 10  6 . 61 k 
6
kadardır. Yük doğrusu ile yatay eksenin kesim noktası VGS=VG olup,
VG  3 . 19  ( 240 x 10
6
) x 6 . 61 x 10  4 . 78 V değerindedir.
3
Gerilim bölücü devreden,
V G = 10
R2
= 4.78V yazılır.
R1 + R2
Keyfi olarak R2=100kΩ seçilirse, R1=109.3kΩ olur. Bundan sonra RD'nin değeri hesaplanmalıdır.
RD'nin büyük değerli olması işaret kazancını arttırır. Çok büyük olursa transistör omik bölgeye
kayabilir. Doyma bölgesindeki çalışma için geçerli olan VDS≥VGS - VT şartından faydalanarak,
VDS1≥2.40-0.5=1.90V ve VDS2≥3.19-1=2.19V elde edilir.
(RSS+RD)'deki toplam gerilim düşümü,
V1=10-1.90=8.10V ve V2=10-2.19=7.81V olur.
Bunlardan biri kullanılırsa,
(RSS+RD)=V1/ID1=8.10/0.360=22.5kΩ olur.
RSS=6.61kΩ olduğuna göre,
RSS+RD=6.61+RD≤22.5kΩ bulunur.
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
24
ELEKTRONİK
TRANSİSTÖRLÜ DEVRELERİN DC ANALİZİ VE TASARIMI
Buradan RD=15kΩ olarak alınabilir.
4.8. ORTAK KOLLEKTÖRLÜ (DRAIN) VE ORTAK KAPILI (GATE) DEVRELERİN
KUTUPLANMASI
Ortak kollektörlü bir JFET'in kutuplama devresi Şekil-4.19.a'da gösterilmiştir. Dikkat edilirse bu
devre ortak emetörlü devrede (Şekil-4.15.c) RD=0 yapılarak elde edilir. Ortak kapılı devre ise Şekil4.19.b'de çizilmiştir. Değişken işaretlerde kapı ucunun topraklanması için R2'ye paralel büyük değerli
bir kapasitenin bağlanması gerekir.
Şekil-4.19'daki devreler arıtılmış ve arttırılmış modtaki MOSFET'ler için de kullanılır. Çalışma
noktası doyma bölgesinde olacak şekilde devre elemanları hesaplanmalıdır.
VDD
VDD
ID
S
Giriş
R1
D
G
D
G
Giriş
RSS
R2
ID
R1
RD
+
Çıkış
S
Çıkış
R2
VDD
RSS
(a)
(b)
Şekil-4.19. a) Ortak kollektörlü n - kanallı JFET'in DC kutuplama devresi. b) Ortak kapılı n - kanallı JFET'in
DC kutuplama devresi. R2 direnci büyük değerli bir kapasite ile değişken işaretler için köprülenir.
Prof. Dr. Halit PASTACI (ÇOĞALTILIP SATILAMAZ)
25