KAYNAKLAR 1. Hart, D. W.,1997, Introduction to Power Electronics

advertisement
KAYNAKLAR
1. Hart, D. W.,1997, Introduction to Power Electronics, Prentice Hall
International Inc, USA.
2. Mohan, N., Undeland, T. M., Robbins, W.P.,1995, Power
Electronics: Converters, Application and Design, Second edition,
John Wiley & Sons, New York.
3. Lander, W. C.,1993, Power Electronics, Mc Graw-Hill, London.
4. Rashid, M. H., 1988, Power Electronics Circuits, Devices and
Application, Prentice- Hall Int. Inc, New Jersey, USA.
5. Bradley, D. A., 1987, Power Electronics, VNR (international) Co.
Ltd., London.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Doğrusal Güç Kaynakları (DGK)
Doğrusal güç kaynağı devre şeması
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
DGK’nın üstünlükleri
• Yapıları basittir.
• Gürültüsüz çalışırlar.
• Yük değişimlerine cevapları hızlıdır.
• Devrede
sürekli
anahtarlama
yapan
eleman
bulunmadığı için
anahtarlama kaybı söz konusu değildir.
Bu özellikleriyle çıkış gücü 10 W’ın altında olan çeviriciler için eleman ve
üretim maliyeti, AGK’dan daha azdır. Ancak bütün bunlara rağmen
DGK’nın bazı sakıncaları uygulama alanlarını ciddi bir biçimde
kısıtlamaktadır.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
DGK’nın sakıncaları
• DGK sadece azaltan konvertör olarak çalışırlar ve kayıpları da
yüksektir. Denetim elemanı olarak kullanılan seri transistör doğrusal
bölgede çalıştığı için kayıpları fazladır. Bütün yük akımı transistörden
aktığı için transistörün üzerinde (Vdc – V0) .I0 kadar bir güç
kaybedilecektir. Giriş gerilimi tolerans aralığında değiştikçe, kayıp ta
bu değişime göre artar veya azalır. Bu kayıplar nedeniyle kaynağın
verimi sadece %30 - %60 civarındadır.
• DGK’nın sadece bir çıkışı vardır. Bu yüzden ek bir çıkış gerilimi
istendiğinde ayrı bir kaynağın kullanılması gerekir ki bu da maliyeti
ciddi bir şekilde arttırır. DGK yerine AGK kullanılması kayıplı
çalışmayı önleyecek, ayrıca ağırlık ve boyutların da küçültülmesini
sağlayacaktır.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Anahtarlamalı Güç Kaynakları (AGK)
Anahtarlamalı güç kaynağı blok şeması
Böylece çıkış gerilimi, yük ve giriş geriliminin değişimlerinden bağımsız
hale gelir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
AGK’nın başlıca üstünlükleri
• Verimleri %68 - %92 arasındadır.
• Çalışma frekansları 50 Hz’ten çok daha büyük olduğundan kullanılan
süzgeç elemanları çok daha küçüktür.
• Bir AGK ile sabit çıkış gücünde pek çok çıkış gerilim ve akım elde
edilebilir.
• Güç transistörleri en verimli oldukları doyum ve kesim bölgelerinde
çalışırlar.
Yarı iletken teknolojisindeki gelişmeler ile anahtarlama frekansı çok
yükseltilebildiği için, kullanılan ferit nüveli transformatörün boyutu
küçülür. Transformatör ile gereken yalıtım sağlandığı gibi, gerilim ayarı da
yapılabilir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
AGK’nın bazı sakıncaları
• Devre yapısı doğrusal kaynaklara göre daha karmaşıktır.
• Çıkışında ve girişinde gürültü seviyesi yüksektir.
• Gürültünün giderilmesi için devreye eklenen süzgeç elemanları
maliyeti arttırır.
• Giriş gerilimi çıkışa kıyılarak aktarıldığı için yük ve girişteki
değişmelere cevap verme süresi DGK’ına göre daha uzundur.
• Doğrusal olmayan bir devre olduğu için analizi zordur.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Doğrusal Gerilim Regülatörleri
Çıkış gerilimi VO=ILRL’dir ve 0’la yaklaşık olarak giriş gerilimi Vd’ye
kadar denetlenebilir.
+ VCE Vg
iL
iL
RL
+
Vo
Vg
RL
-
-
Temel doğrusal regülatör
Güç Elektroniği Ders notları
+
Vo
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Temel Anahtarlamalı Konvertör
+ VCE -
iL
+
RL VO
-
Vg
(a)
+
RL VO
-
Vg
1 T
1 T
Vo = ∫ Vo (t)dt = ∫ Vg dt = Vg D
T 0
T 0
(b)
VO
Vg
Kapalı
0
DT
tk
VO
Açık
T
t
ta
tk
tk
D≡
=
= t kfa
tk + ta
T
fa anahtarlama frekansı
(1-D)T
(c)
(a) Temel anahtarlamalı konvertör (b) Eşdeğer devre ( c ) Çıkış gerilimi
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
ANAHTAR KİPLİ GÜÇ KAYNAKLARI
DA-DA konvertörler DA gerilimi farklı DA gerilim seviyesine dönüştüren,
çoğunlukla regüleli çıkış üreten güç elektroniği devreleridir.
Anahtar kipli DA-DA konvertörler (switched-mode dc-dc converters)
olarak
sınıflandırılır.
regulators)
veya
Anahtarlamalı
DA-DA
kıyıcılar
regülatörler
(DC-DC
(switching-mode
chopper)
adlandırılmaktadır.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
olarak
da
Anahtar Kipli Güç Kaynağı
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
TEMEL DC-DC KONVERTÖR YAPILARI
Başlıca DA-DA konvertörleri:
• Azaltan konvertör
• Artıran konvertör
• Azaltan/Artıran konvertör
• Cuk konvertör
• Flyback konvertörü
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
DA-DA konvertörlerin denetimi
VO istenilen
VO gerçek
Anahtar
denetim
sinyali
Vk
+
Kıyaslayıcı
Yükseltici
Tekrarlayan dalga formu
(a)
Yükseltilmiş hata Vk
td
0
t
Anahtarlama
Denetim
sinyali
tk
ta
Ta=tk+ta sabittir
1
Anahtarlama frekansı fa = Ta
tk
VK
D=
=
Darbeleme oranı
T E$ td
Bu
yöntem,
Dalga
Modülasyonu (DGM) (Puls Width
Modulation-PWM)
(b)
adlandırılır.
Ta
DGM (a) Blok diyagramı (b) Dalga
Güç Elektroniği Ders notları
Genişlik
Prof. Dr. Çetin ELMAS
olarak
Gerilim Azaltan Konvertör
VL
+
-
iL
Vg
+
Vx
-
ic
C
iR
+
Vc
-
RY
( a )
Devre şekli
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
+
VO
-
Gerilim Azaltan Konvertör
+
V L =V g -V O
-
iL
Vg
ic
+
VC
-
+
V X =V g
-
(b )
Anahtar açıkken devre şekli
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
iR
+
VO
-
Gerilim Azaltan Konvertör
V L = -V O
+
-
iL
Vg
+
V x= 0
-
ic
C
iR
+
Vc
-
RY
( c )
Anahtar kapalıyken devre şekli
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
+
VO
-
Konvertördeki akım gerilim ilişkileri
Anahtar kapalı
Vg = v L + VC
di
Vg = L L + VC
dt
di L Vg − VC
=
dt
L
 Vg − VC 
DT
∆i L = 
 L 
vL
V g- V O
k a p a lı
A ç ık
t
-V O
(a )
İL
Im ax
∆ iL
iR
I m in
DT
Anahtar açık:
0 = v L + VC
di L
0=L
+ VC
dt
di L
V
=− C
dt
L
 VC 
∆i L =  −
(1 − D)T
 L 
Güç Elektroniği Ders notları
T
(b )
t
İC
∆Q
iC
∆ iL
t
-i C
T
2
( c )
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Anahtarın kapalı ve açık olduğu süredeki akımdaki değişimler aynı olmalıdır.
 Vg − VC 
 VC 


Buna göre ∆i L = 
DT ve ∆i L =  −
(1 − D)T birbirine eşittir. Bu iki

 L 
 L 
eşitlikte gerekli sadeleştirmeler yapılırsa;
 Vg − VC 
V 

DT =  c (1 − D)T
L
 L 
(Vg − VC )D = VC (1 − D)T
VC = DVg
Böylece, kondansatör gerilimi ve dolayısıyla konvertörün çıkışı, darbeleme oranı
ile giriş geriliminin çarpımına eşittir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Ortalama bobin akımını
IL =
i L max − i L min
2
(2.14)
Kondansatör ve yük direncinin bulunduğu göze Kirşof’ un akım kanunu
uygulanırsa, Eş. 2.15 elde edilir. Şekil 2.5a’ dan ortalama bobin akımının
ortalama çıkış akımına eşit olduğu görülür. Bu nedenle çok büyük değerli olarak
seçilen kondansatörün, normal akımda ortalama kondansatör akımı sıfırdır.
Buradan hareketle eşitlik 2.16 elde edilebilir.
İL=iC+iR
(2.15)
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
iC=0 , IL=IR ve I R =
I max + I min = 2
VC
ise
R
VC
R
(2.16)
Eş. 2.11 ve 2.12’ den faydalanarak bobin akımının maksimum ve minimum
değerlerini verecek eşitlikler elde edilebilir.
I max = I L +
I max =
∆i L
2
(2.17)
VO 1  VO
 1 (1 − D )

+  (1 − D)T = VO  +
R 2 L
2Lf 

R
Güç Elektroniği Ders notları
(2.18)
Prof. Dr. Çetin ELMAS
I min = I L −
I min =
∆i L
2
(2.19)
VO 1  VO

 1 (1 − D )
−  (1 − D)T = VO  −
2Lf 
R 2 L

R
Burada
1
f =
T
(2.20)
olup anahtarlama frekansıdır ve birimi hertz’dir.
Konvertörün işlemin sürekli akım tipinde çalışabilmesi için minimum bobin
akımı Imin’in en az sıfır olması gerekir. Buna göre Imin=0 değeri için işlemin
sürekli ve süreksiz akım tipleri arasında sınırdır denilebilir. Sürekli akım çalışma
için minimum bobin değeri Eş. 2.20’nin sıfıra eşitlenmesiyle bulunabilir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
 1 (1 − D) 
I min = 0 = VO  −
2Lf 
R
(1 − D)R
L min =
2f
(2.21)
Teorik olarak analiz yaparken, çıkış gerilimini sabit tutabilmek için, kondansatör
değeri çok büyük kabul edildi. Ancak pratikte bu mümkün değildir. Bu nedenle
çıkış gerilimi salınım yapar veya dalgacık oluşturur. Bu dalgacık kondansatörün
akım gerilim ilişkisinden hesaplanabilir. Şekil 5.6c’de görülen kondansatör akımı
iC=iL-iR’ dir. Kondansatör şarj olurken kondansatör akımı pozitiftir. Kapasitansın
tanımından kondansatör üzerindeki yük Q=CVO’ dur. Dalgacık tarafından
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
oluşturulan yük ise ∆Q=C∆VO’ dur. Buradan fark çıkış gerilimi Eş. 2.22’deki
gibi elde edilebilir.
∆VO =
∆Q
C
(2.22)
olur. Yükteki değişim buradan hesaplanabilir.
1  T  ∆i  T∆i L
∆Q =   L  =
2  2  2 
8
(2.23)
Sonuç olarak fark gerilim Eş 2.24’teki gibi yazılabilir.
∆VO =
V (1 − D)T
T VO
(1 − D)T = O
8C L
8LCf 2
Güç Elektroniği Ders notları
(2.24)
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Yukarıdaki eşitlikte, ∆VO çıkış gerilimindeki dalgacığın tepeden tepeye
değeridir. Dalgacığı Eş.2.25’teki gibi, çıkış geriliminin bir kesri olarak
uygulamak daha kullanışlıdır.
∆VO
1− D
=
VO
8LCf 2
(2.25)
Devre elemanları ideal ise giriş gücü ile yükün çektiği gücün birbirine eşit olması
gerekir. Bunlar Eş. 2.26’daki denklemlerde görülebilir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Pg = PO
(2.26)
Vg I g = VO I O
VO I g
=
Vg I O
Eş. 2.26’daki denklemlerden de görüldüğü gibi akım gerilim ilişkisi aynı AA
transformatörlerinde olduğu gibidir. Bunun için azaltan tip konvertörlere DA
transformatörleri de denilebilir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Gerilim azaltan konvertörlerin tasarım faktörleri
Azaltan konvertörler çoğunlukla sürekli akım işlemi için tasarlanır. Anahtarlama
frekansı ve minimum bobin değeri Eş. 2.21’deki gibi hesaplanır. Ayrıca çıkış
gerilimin dalgacığın minimum olması için Eş. 2.25’e göre kondansatör kapasitesi
seçilir. Eğer anahtarlama frekansı yeterince yüksek seçilirse, minimum değerdeki
bobin sürekli akım tipinde çalışmayı sağlar. Bunun için yüksek kondansatör ve
bobinin her ikisi de anahtarlama frekansının yüksek olmasını gerektirir. Fakat
anahtarlama frekansının yükselmesi ile anahtarlarda oluşacak kayıplarda artacağı
için anahtarlama frekansı da çok fazla büyük seçilemez. Genellikle anahtarlama
frekansı 20 kHz ile 50 kHz arasında seçilir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Gerilim Azaltan Konvertörün Durum Denklemleri
Anahtarlama periyoduna sahip bir devrenin durum denklemleri yardımı ile
çözümü, anahtarın kapalı olduğu durum için bir denklem grubu ve anahtarın açık
olduğu durum için bir denklem grubu olmak üzere, devreyi tanımlayan iki
denklem grubu gerektirir. Bir sistemi tanımlayan durum denklemi Eş. 2.27’deki
gibi tanımlanır. Çıkış gerilimi ise Eş.2.28’deki gibi yazılabilir.
x& = Ax + Bv
(2.27)
vO=CTx
(2.28)
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Anahtarlamalı devrelerde iki grup durum denklem grubu gerektiğine göre Eş.
2.27 ve 2.28 yeniden yazılırsa Eş. 2.29 ve 30’daki denklemler elde edilir.
Anahtar kapalı iken;
x& = A1x + B1 v
(2.29)
vO = C x
T
1
Anahtar açık iken;
x& = A 2 x + B 2 v
(2.30)
vO = C x
T
2
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Gerilim azaltan konvertörün durum denklemlerinin oluşturulması
Anahtar Kapalı İken:
V L =V g -V O
+
iL
Vg
+
V X =V g
-
ic
+
VC
-
iR
+
VO
-
(b )
Anahtar kapalı iken gerilim azaltan konvertörün eşdeğer devresi
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Anahtar kapalı iken, eşdeğer devresi Şekilde verilen devrenin çevre denklemleri
ve Kirşof akım kanununa göre elde edilen denklemleri aşağıdaki gibidir:
dv c i L − i R
di L
dv
=
+ vc i = C * c
Vg = L *
dt
C
c
dt
dt
vc vo
di L Vg − v c
ic = iL − İ R i R =
=
=
R R
dt
L
VO=iRR=VC
Anahtar kapalı iken devrenin durum denklemleri Eş. 2.31’deki gibi olur.
X = A 1 x + B1 v
(2.31)
Vo = C x
T
1
Burada durum değişkenleri Eş.2.32’daki gibidir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
1 

−
1

0
L
A1 = 
, B1 =  L  , C1 = [0
1
1 
0


−
 

C
R ⋅C
i 
1] , x =  L 
vc 
(2.32)
Durum denklemindeki v değeri ise giriş gerilimi Vg’ dir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Anahtar Açık iken:
V L = -V O
+
-
iL
Vg
+
V x= 0
-
ic
C
iR
+
Vc
-
RY
( c )
Gerilim azaltan konvertörün anahtar açık iken eşdeğer devresi
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
+
VO
-
Anahtar açık iken devrenin durumu Şekilde görüldüğü gibidir. Buna göre
devrenin çevre denklemleri ve Kirshoff akım kanununa göre elde edilen
denklemler aşağıdaki gibidir:
di L
0=L
+ vc
dt
di L v c
VO=iRR=VC
=
dt
L
dv c i L − i R
=
dt
C
Durum denklemleri Eş. 2.33’deki gibi elde edilir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
& 2 = A 2 ⋅ x + B1 ⋅ v
X
(2.33)
vo = C ⋅ x
T
2
Durum değişkenleri ise A1=A2, B2=0 ve C1=C2’ dir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
CUK konvertörü
Cuk konvertörü önceki bölümde ele alınan Azaltan/Artıran konvertör prensipleri
kullanılarak elde edilmiştir.
+
+
Vg
VL1
-
+ VC1 -
- VL2
L1
L2
iL1
iL2
S
D
+
iR
iC
VC
C
R
Şekil 1.15. Cuk konvertör dalga formu
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Vo
+
VL1
İletim
Kesim
(Vd)
0
t
(Vd-VC1=-VO)
(VC1-VO)
VL2
0
t
Şekil 1.16. Cuk konvertör dalga formu
(-VO)
iL1
iL1
0
t
iL2
iL2
0
t
(1-D)TS
DTS
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Azaltan/Artıran konvertörüne benzer şekilde Cuk konvertörü, giriş geriliminin
ortak noktasına bağlı olarak, negatif polarmalı regüle edilmiş çıkış gerilimi
sağlar. Burada C1 kondansatörü depolamanın başlıca yöntemlerini ve girişten
çıkışa enerji transferini etkiler. Sabit durumda, ortalama indüktör gerilimleri VL1
ve VL2 sıfırdır. Bundan dolayı Şekil 1.16’nın incelenmesinden;
Vc1 = Vd + V0
Güç Elektroniği Ders notları
(1.52)
Prof. Dr. Çetin ELMAS
bulunabilir. Bundan dolayı Vc1, Vd ve V0’ın ikisinden de büyüktür. C1’i yeteri
derecede büyük farz edersek, sabit durumda onun C1 ortalama değerinden Vc1
varyasyonu önemsiz derecede küçük kabul edilebilir.
Anahtar kapalı olduğunda, indüktör akımları iL1 ve iL2 diyot içinde dolaşır. Devre
Şekil 1.16’da görülmektedir. C1 giriş diyotu, L1 ile şarj olur, Vc1, Vd’den büyük
olduğu için iL1 azalır. C2’de depolanan enerji, çıkışı besler. Bu yüzden iL2 azalır.
L1 :
Vd DTs + ( Vd − VC1 ) (1 − D) Ts = 0
Vc1 = [1 / (1 − D ) ]Vd
Güç Elektroniği Ders notları
(1.53)
Prof. Dr. Çetin ELMAS
L2 :
( VC1 − V0 ) DTs + (−V0 ) (1 − D ) Ts = 0
VC1 = (1 / D ) V0
(1.54)
(V 0 / Vd ) = [ D / (1 − D ) ]
(1.55)
( I 0 / I d ) = [ (1 − D ) / D ]
(1.56)
Anahtar açık olduğunda, Vc1 diyotu ters polarmadır. İndüktör akımları iL1 ve iL2
anahtardan Şekil 1.16’de gösterildiği gibi çıkarlar.
VC1 > V0 olduğunda,
enerji çıkış
ve L2’ye transfer ederken C1 anahtar boyunca deşarj olur. Bundan dolayı iL2 artar.
iL1’in artmasını sağlamak için giriş L1’i ile besler. İndüktör akımları iL1 ve iL2’nin
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
sürekli olduğu kabul edilmiştir. Sabit durumda ifade edilen gerilim ve akım iki
farklı yoldan elde edilebilir.
Kondansatör gerilimi Vc1’i sabit olacak şekilde kabul edersek, L1 ve C2 içindeki
gerilimlerin integrali bir zaman periyodu aralığı ile sıfıra eşitlenir. Eş.1.53 ve
Eş.1.54 den Eş.1.55 elde edilir.
Pd = P0
farz edilirse
I L1 = I d
ve
I L2 = I 0
olduğu yerlerde
Eş.1.56 elde edilebilir.
Bu ifadeleri elde etmek için başka bir yol daha vardır. İndüktör akımları iL1 ve
iL2’yi esasen rıpılsız farz edelim.
( i L1 = I L1 ve i L 2 = I L 2 ) anahtar
kapalı olduğunda şarj
C1’e IL3 (1-D) Is’ye eşit olarak dağıtılır. Anahtar açık olduğunda kondansatör bir
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
miktar IL2 DTs’de dEş.arj olur. Sabit durumda C1 ile birleştirilen şarjın kesintisiz
değişmesi bir zaman periyodu aracılığı ile sıfır olmalıdır.
I L1 (1 − D ) TS = I L 2 DTS
(1.57)
I L 2 / I L1 = ( I 0 / I d ) = [ (1 − D ) / D ]
(1.58)
V0 / Vd = [ D / (1 − D ) ]
(1.59)
( P0 = Pd )
Analizlerdeki her iki metot da hemen hemen aynı sonuçları verir. Ortalama giriş
ve çıkış ilişkisi Azaltan/Artıran konvertöre benzer.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Flyback konvertörü
Flyback konvertörleri Azaltan/Artıran konvertörlerden türetilmiştir.
L
+
-
C
Vd
S
R
Vo
+
D
Şekil 1.17. Flyback konvertör
Güç Elektroniği Ders notları
L1
+
-
L2
C
Vd
S
R
Vo
+
D
Şekil 1.17. İzoleli Flyback konvertör
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Şekil 1.18(a) çift indüktörlü flyback konvertörün eşdeğer devresi görülmektedir.
ID=0
Lm
Im
+
-
Vd
IO
+
V1
C
-
IO
ID
R
Vo
+
L1 L2
Lm
Im
+
-
Vd
+
V1
- D
V2
-
C
+
L1 L2
Isw
I2
Şekil 1.18. Flyback konvertör devre durumları
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
R
Vo
+
Sarım polaritelerine uygun olarak anahtar açık olduğunda Şekil 1.18 (a)’daki D
diyotu ters polarmalanır. Azaltan/Artıran konvertördeki sürekli akım iletim kipi,
flyback konvertördeki indüktör nüvesinde bir mağnetizasyon kaybına sebep olur.
Bu yüzden Şekil 1.19’daki dalga formlarında görüldüğü gibi, indüktör nüve akısı
pozitif olan ilk değeri ile φ(0) lineer olarak artar.
φ (t ) = φ(0) + (Vd / N 1 ) t
0 < t < t on
(1.60)
ve açık anahtar aralığının sonundaki tepe akısı φ aşağıdaki şekilde verilebilir.
φ = φ(t on ) = φ(0) + (Vd / N 1 ) t on
Güç Elektroniği Ders notları
(1.61)
Prof. Dr. Çetin ELMAS
V1
Vd
0
t
- N1/N2V 0
t on
φ
t off
Ts
φ ( 0)
t
0
iD
0
Io
t
Şekil 1.19. Flyback konvertör dalga formları
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
ton’dan sonra, anahtar kapanır ve nüvede depolanan enerji, Şekil 1.18 (b)’de
gösterildiği gibi, akımın D diyotu boyunca sekonder sarıma akmasına sebep olur.
Sekonder sarımdan geçen gerilim V2 = -V0 ‘dır ve bu yüzden akış toff boyunca
lineer olarak azalır.
φ (t ) = φ − ( V0 / N 2 ) (t − t on )
t on < t < TS
φ (TS ) = φ − ( V0 / N 2 ) (TS − t on )
(1.62)
(1.63)
Eş.1.62 kullanılarak,
φ (0) + ( Vd / N 1 ) t on − ( V0 / N 2 ) (TS − t on )
Güç Elektroniği Ders notları
(1.64)
Prof. Dr. Çetin ELMAS
elde edilir.
Bir zaman periyodunda nüve akısındaki net değişim sabit durumda sıfır
olmalıdır.
φ (TS ) = φ (0)
(1.65)
Eş.1.64 ve Eş.1.65 dan faydalanarak,
V0 / Vd = ( N 2 / N 1 ) .( D / 1 − D )
Güç Elektroniği Ders notları
(1.66)
Prof. Dr. Çetin ELMAS
D = t on / TS ile elde edilir. Buradan Azaltan/Artıran konvertörlerdeki aynı
yöntemle, flyback konvertörlerindeki gerilim transfer oranının D’ye bağlı
olduğunu göstermektedir.
Şekil 1.19’da gösterilen gerilim ve akım dalga formları aşağıdaki denklemlerden
bulunabilir. Anahtar açma aralığı boyunca transformatör primer gerilimi V1 =
Vd’dir. Bu yüzden indüktör akımı Im(0)’a bağlı olarak lineer artış gösterir.
I m (t ) = i S (t ) = I m (0) + (Vd / Lm ) t
I m = I S = I m (0) + (Vd / Lm ) t on
Güç Elektroniği Ders notları
0 < t < t on
(1.67)
(1.68)
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Anahtar kapama aralığı boyunca, anahtar akımı sıfıra doğru gider ve
V1 = − ( N 1 / N 2 ).V0 olur. Bu yüzden im ve diyot akımı iD, t on < t < TS boyunca
aşağıdaki şekilde ifade edilebilir.
i m (t ) = I m − [ V0 ( N 1 / N 2 ) / ( Lm ) ]. (t − t on )
(1.69)
i D (t ) = ( N 1 / N 2 ) im (t ) = ( N 1 / N 2 ).[ I m − V0 ( N 1 / N 2 ) / Lm (t − t on ) ]
(1.70)
ortalama diyot akımı I0 değerine ulaştığında Eş.1.70’den Eş.1.71 elde edilir.
I m = I s = [ ( N 2 / N 1 ). (1 / 1 − D ). I 0 ] + [ ( N 1 / N 2 ). (1 − D ) TS / ( 2 Lm ) ] .V0
(1.71)
Kapama aralığı boyunca anahtar içindeki gerilim; Eş.1.72’yi verebilir.
V S = Vd + ( N 1 / N 2 ) V0 = (Vd / 1 − D )
Güç Elektroniği Ders notları
(1.72)
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Diğer flyback konvertör topolojileri
Flyback konvertör topolojilerindeki iki değişiklik Şekil 1.20’de gösterilmektedir.
+
+
D
ID
N1:N2
C
N1:N2
C
R
Vo
Vd
N1:N2
D
R
Vo
-
D
Vd
+
D
T1
T2
-
-
D
Şekil 1.20. Diğer flyback konvertör topolojileri
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
İki transistörlü flyback konvertör
Şekil 1.21, T1 ve T2’nin Eş.zamanlı olarak açılıp kapandığı flyback
konvertörünün iki transistörlü versiyonunu göstermektedir. Böyle bir topolojinin
daha önce ele alınan tek transistör flyback konvertöründen üstün tarafı
anahtarlardaki gerilim oranlarının, tek transistör versiyonundakinin yarısı kadar
olmasıdır. Bundan başka primer sarıma bağlanmış diyotlarda akım yolu
bulunduğunda, primer sarım içindeki bir dağıtıcı snubber, transformatörün primer
sızıntı indüktansıyla birleşen bir enerjinin dağıtımında gerekli değildir.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
+
D
T1
N1:N2
D
C
Vd
D
R
Vo
T2
-
Şekil 1.21. Diğer flyback konvertör topolojileri
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Paralel düzenlenmiş flyback konvertör
Yüksek güç seviyelerinde, paralel iki veya daha çok flyback konvertörünün
kullanımı, yüksek güç ünitesinin kullanımından daha yararlı olabilir. Paralel
düzenlemenin avantajlarından bazıları (sadece flyback konvertörleriyle
sınırlandırılmamış olmak üzere): Birincisi, uygun bir yüksek sistem güvenilirliği
sağlaması, ikinci olarak, etkili anahtarlama frekansını artırması ve bundan dolayı
giriş veya çıkıştaki dalgalanmaların azaltması ve üçüncü olarak da bunların bir
miktarının yüksek güç sağlamak için paralel düzenlenebildiği yerlerde düşük
güçlü flyback konvertörlerin belirli bir ölçüye uydurulabilmesine izin vermesidir.
Paralel konvertörler arasındaki akım paylaşım problemi, akım kip kontrolü ile
düzeltilebilir. Şekil 1.22 paralel devresindeki iki flyback konvertörünü
göstermektedir, bunlar aynı anahtarlama frekansında çalışır fakat iki
konvertördeki anahtarlar, birinden diğerine bir yarım zaman peryodunda açılmak
üzere sıralanır. Bu da düzeltilen giriş ve çıkış akım dalga formlarıyla sonuçlanır.
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
+
ID
N1:N2
+
D
C
R
Vo
-
Vd
N1:N2
-
D
Şekil 1.22. Diğer flyback konvertör topolojileri
Güç Elektroniği Ders notları
Prof. Dr. Çetin ELMAS
Download